【正文】 } }/**************************************///函數(shù)功能：對(duì)LCD的顯示模式進(jìn)行初始化設(shè)置/**************************************/void Lcd_Init(void){ //RSa=1。 for(i=0。 } setSCLK 。i4。i++) { setSCLK 。 LData=LData1。(0x80)) { setSID。 clrSCLK。 setSCLK 。 } clrSID。 for(i=0。 clrSCLK。 } clrSID。 } else { clrSID。 for(i=0。i4。 clrSCLK。i++) { if(LDataamp。 setSCLK 。 clrSID。 clrSCLK。 setSID。 //清屏 //Lcd_WriteCmd(0x01)。 //擴(kuò)充指令操作 Delay(15)。m) { for(n=tt。 uchar m。//sbit RSa=P2^4。=~BIT(3)。 } }//顯示程序//include include //sbit SID=P2^0。 while(1) { p=adc_init()。// Lcd_DisplayString(0,1,小功率逆變器)。//端口初始化 Lcd_Init()。 Lcd_WriteData(m%1000/100+0x30)。 //*關(guān)閉轉(zhuǎn)換 return addata0。//*接收數(shù)據(jù) ADCSRAamp。//*開始轉(zhuǎn)換 while(!(ADCSRAamp。//*選擇ADC通道0 //ADMUX=0B00000001。=~BIT(PA0)。i) for(j=0。//pwm端口初始化 PORTB=0x04。 PORTD=0XFF。4)由于時(shí)間有限，沒能將整個(gè)電路系統(tǒng)做成PCB，進(jìn)一步增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性和減小電源的體積。、系統(tǒng)輸出電壓波形進(jìn)行分析，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明了本文所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)的合理性。第六章 結(jié)論本文對(duì)逆變技術(shù)的發(fā)展歷程和研究現(xiàn)狀做了介紹，在分析與比較了幾種具有代表性的逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，采用單向電壓源高頻鏈逆變器結(jié)構(gòu)來進(jìn)行本文逆變電源的硬件設(shè)計(jì)，并采用MEGA128單片機(jī)生成PWM波和實(shí)現(xiàn)電壓閉環(huán)控制，同時(shí)利用純正弦波專用芯片TDS2285產(chǎn)生SPWM波減少了對(duì)單片機(jī)的依賴，保證了逆變電源的穩(wěn)定性和可靠性。在阻性負(fù)載條件，系統(tǒng)輸出電壓波形隨著阻值的減?。摧敵龉β实脑龃螅?，波頂和波底的畸變?cè)矫黠@，這需要通過改善系統(tǒng)內(nèi)部間的電磁干擾來解決這個(gè)問題；系統(tǒng)效率不高，這可能是變壓器的磁芯和電路的體積所導(dǎo)致的，輸出電壓稍有下降，需要改善閉環(huán)反而饋的精度來解決。該正弦波對(duì)應(yīng)的頻譜響應(yīng)圖如圖54（b)所示，可以看出濾波效果良好，各次諧波含量較低，達(dá)到設(shè)計(jì)要求。圖51 兩路PWM波信號(hào)如圖52所示，兩路PWM波形之間的死區(qū)時(shí)間為1ms，由前面章節(jié)中介紹的MOS管RU190N08可知其恢復(fù)時(shí)間為68ns遠(yuǎn)小于死去時(shí)間1ms，可以驗(yàn)證死區(qū)電路設(shè)計(jì)符合要求。實(shí)驗(yàn)證明：使用集成芯片產(chǎn)生的SPWM波只需要后級(jí)簡(jiǎn)單的濾波即可得到圓滑的正弦波，使整個(gè)DCAC電路具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、重量輕、體積小等優(yōu)點(diǎn)；最后介紹了電壓采集調(diào)理電路，此電路的設(shè)計(jì)保證了電源輸出電壓的穩(wěn)定。圖415 輔助電源電路利用開關(guān)穩(wěn)壓芯片LM2576HV，該芯片的輸入電壓高達(dá)60V。為了實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定即實(shí)現(xiàn)電壓閉環(huán)反饋，就必須對(duì)輸出的交流電壓進(jìn)行采樣。為了使系統(tǒng)在發(fā)生故障時(shí)不受破壞，保證系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行，本文又設(shè)計(jì)如下輔助電路。為了防止出現(xiàn)這種情況，就必須要加入死區(qū)電路，其電路如圖412所示。圖412驅(qū)動(dòng)電路電源原理圖如圖設(shè)計(jì)的自舉電路，D1和C1分別為自舉二極管和自舉電容，原理如下： 假定在M1關(guān)斷期間自舉電容C1是滿電荷狀態(tài)的（即VC1=+15V）。引腳輸信號(hào)的驅(qū)動(dòng)能力有限，只能提供20mA驅(qū)動(dòng)能力，必須要加入MOSFET驅(qū)動(dòng)電路以保證功率MOSFET能夠可靠、快速的觸發(fā)導(dǎo)通和關(guān)斷。VBAT：檢測(cè)電池電壓，當(dāng)其引腳電壓3V或1V時(shí)，逆變器停止工作，并轉(zhuǎn)入欠壓或過壓故障狀態(tài)[16]。SPWM_P、SPWM_N：交流電正、負(fù)半周期調(diào)制波輸出引腳，TDS2285正常工作時(shí)，該2個(gè)引腳產(chǎn)生10Bit的SPWM脈沖。芯片內(nèi)部采用COMS工藝制程，+5V單電源供電，只需簡(jiǎn)單的外圍器件即可完成高性能SPWM發(fā)生及逆變控制，產(chǎn)生的SPWM精度高達(dá)10位，載波頻率為20KHz，其SPWM輸出引腳上具有連續(xù)20mA的負(fù)載能力。 濾波電感與電容的設(shè)計(jì)及選擇在SPWM調(diào)制下，輸出諧波均為開關(guān)頻率以上的高次諧波，因此取截至頻率為最低次輸出諧波頻率的1/10，即有下式:SPWM波的頻率為20k，則截至頻率為2000Hz，取濾波電容為，由上式可算出濾波電感值為2mH。由于，故，對(duì)基波信號(hào)阻抗小；對(duì)基波信號(hào)分流很小，因此允許基波信號(hào)通過。電容的電抗為，隨著頻率的升高而降低。輸出濾波器的參數(shù)，即電感值L和電容值C與SPWM頻率緊密相關(guān)。其次電感器與濾波電容一起對(duì)逆變后的SPWM脈沖起平滑濾波的作用，使輸出的直流電壓紋波很小。逆變電源中輸出濾波電路的主要作用是:(1)減小輸出電壓中諧波(特別是逆變電路中開關(guān)器件的開關(guān)頻率上)電壓的幅值。則可以得到如下公式：式中，；為推挽變換的輸出直流電壓360V；經(jīng)查閱IRFP460的數(shù)據(jù)手冊(cè)可得。吸收緩沖電路主要分為三種類型[15]：RC型、RCD型和C型三種，如圖46所示：（a）RC吸收電路（b）RCD吸收電路（c）C吸收電路圖46 H橋吸收緩沖電路在設(shè)計(jì)電路時(shí)，應(yīng)該根據(jù)它們的特點(diǎn)選擇合適的方案，表41為三種吸收緩沖電路的特點(diǎn)對(duì)比：表41三種吸收緩沖電路比較電路類型RC型吸收緩沖電路RCD型吸收緩沖電路C型吸收緩沖電路特點(diǎn)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、雙向吸收、易造成過沖電壓、會(huì)引起漏極電流升高克服過沖電壓過高、過電壓抑制效果較好、可現(xiàn)實(shí)軟關(guān)斷、會(huì)引起漏極電流升高僅需一個(gè)電容跨接與橋臂兩端、成本低、易產(chǎn)生振蕩、會(huì)引起漏極電流升高適用范圍小容量、低頻率裝置中小容量、低頻率裝置中等容量裝置由上表可以看出，RCD型吸收緩沖電路性能最好，而且可以實(shí)現(xiàn)軟關(guān)斷，降低了損耗，故本設(shè)計(jì)選用RCD型作為逆變器后級(jí)的吸收緩沖電路。在各種電力電子裝置中，如有源電力濾波器、STATCOM等，大功率逆變器的設(shè)計(jì)是其關(guān)鍵技術(shù)之一。MOSFET的選取最主要考慮的是它的耐壓和所能承受的最大電流?？紤]SPWM波產(chǎn)生芯片TDS2285的載波頻率和輸出濾波回路以及功率開關(guān)器的效率，本文選擇的載波頻率為20KHz，載波比20KHz/50Hz=400。后級(jí)DCAC開關(guān)頻率的選擇對(duì)于逆變器來說極其重要。前級(jí)推挽變換器輸出的高壓直流電向負(fù)載提供能量，同時(shí)給儲(chǔ)能濾波電容充電，其等效電路圖如圖43所示：圖43工作狀態(tài)一等效電路圖工作狀態(tài)二：當(dāng)Ug1=0，Ug4=Um且Ug2=Ug3=0時(shí)，M4導(dǎo)通，MMM3關(guān)斷。 第四章 逆變器后級(jí)DC/AC單相全橋逆變 DCAC主電路結(jié)構(gòu)分析逆變器后級(jí)DCAC主電路主要由逆變橋、開關(guān)管吸收緩沖電路和輸出濾波器構(gòu)成，其原理簡(jiǎn)圖如圖41所示：圖41 DCAC逆變電路簡(jiǎn)圖圖中由M1—M4四個(gè)開關(guān)管組成逆變橋，它們?cè)趩螛O性SPWM控制下工作。變壓器的工作頻率為30KHz，在此頻率下，銅線的穿透深度為:，原邊電流：原副邊的電流密度J：原邊繞組裸線面積：副邊繞組裸線面積：按照以上參數(shù)設(shè)計(jì)的高頻變壓器即可以滿足DCDC環(huán)節(jié)的要求。的單位是T，S的單位是。從提高高頻變壓器利用率，減小開關(guān)管的電流，降低輸出整流二極管的反向電壓角度考慮高頻變壓器原副邊匝比應(yīng)盡可能取大一些。當(dāng)輸出是整流橋時(shí)k=1，當(dāng)輸出接推挽電路時(shí)由于本文前段采用推挽結(jié)構(gòu)，輸出采用全橋整流因此，；設(shè)變壓器效率為90%，即η=，得采用EE型磁芯，查表磁芯結(jié)構(gòu)常數(shù)表可得，容許溫升25℃時(shí)，=323，X=，用高頻鐵氧體材料R2KBD，其飽和磁通約為B=5100G，考慮高溫飽和磁密會(huì)下降，同時(shí)防止合閘瞬間高頻變壓器進(jìn)入飽和取。上式表明工作磁通密度、開關(guān)工作頻率窗口面積使用系數(shù)、波形系數(shù)和電流密度都影響面積的乘積[14]。設(shè)變壓器原、副邊匝數(shù)分別為和，原邊輸入電壓為，由法拉第電磁感應(yīng)定律，有：式中：為開關(guān)工作頻率（Hz），工作磁通密度，原邊繞組，磁芯有效面積，為波形系數(shù)，有效值與平均值之比（方波時(shí)為4，）整理得磁芯窗口面積乘上使用系數(shù)為有效面積，該有效面積為原邊繞組占據(jù)的窗口面積與副邊繞組占據(jù)的窗口面積之和，即式中：為窗口使用系數(shù)（）。磁心矯頑力低，磁滯回環(huán)面積小，則鐵損也小。高頻變壓器的工作頻率比一般的工頻電力變壓器要高，達(dá)幾十KHz甚至更高，因此其設(shè)計(jì)有自身的特點(diǎn)。}void dutfactor2(unsigned int q){ OCR2=255(255*q/100)。TCCR2=0X79。設(shè)置成反向比較匹配輸出模式時(shí)工作過程與上述過程相反[13]。T/C1有多種工作模式，其中相位可調(diào)的PWM模式可以產(chǎn)生高精度相位可調(diào)的PWM波形。ATmega128L是一款基于AVRRISC、低功耗 COMS的8位單片機(jī)，由于在一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)執(zhí)行一條指令，ATmega128L可以達(dá)到接近1MIPS/MHz。輸出電容Co的容量和輸出電壓紋波并沒有直接的關(guān)系，紋波的大小是由輸出電容的ESR（等效串聯(lián)電阻Ro）來決定的，假設(shè)紋波電壓峰—峰值為Vr，則它們的關(guān)系為：式中，dI是所選的電感電流紋波的峰—峰值。在整流開關(guān)時(shí)有一定的電壓振蕩，,則額定電壓為400=600V本設(shè)計(jì)的逆變電源開關(guān)頻率為31KHz，輸出為220V的正弦波，其峰值電壓約為311V，假設(shè)系統(tǒng)后級(jí)的逆變效率為86%，則可以計(jì)算出前級(jí)DCDC變換器輸出的電壓為360V，功率為220W，輸出電流有效值約為1A。1)額定電壓由電路工作原理可知:功率開關(guān)管的最大應(yīng)力為2Vin，考慮到輸入電壓為30V~50V（實(shí)際使用電壓40V)，由推挽電路的工作原理可以知道，MOSFET管兩端承受的最大電壓為兩倍的輸入電壓40=60V，考慮到分布電感引起的電壓尖峰及可靠性設(shè)計(jì)，選用80V耐壓的MOSFET開關(guān)管。逐漸增加到最大值；在兩者的共同作用下剛好產(chǎn)生一個(gè)方波。電路中接有儲(chǔ)能濾波電容C，儲(chǔ)能濾波電容會(huì)對(duì)輸出電壓的脈動(dòng)電壓起到平滑的作用，因此，輸出電壓Uo不會(huì)出現(xiàn)很高幅度的電壓反沖，其輸出電壓的峰值Up就可以認(rèn)為是半波平均值Upa，其值略大于正激輸出nUi，n為變壓器次級(jí)線圈N3繞組與初級(jí)線圈N1繞組或N2繞組的匝數(shù)比。可見在相同的載波頻率下，單極性調(diào)制方式比雙極性調(diào)制的開關(guān)損耗要低，故本文采取單極性SPWM調(diào)制方式。1)雙極性SPWM調(diào)制在雙極性控制方式中，載波（三角波）在調(diào)制波半個(gè)周期內(nèi)是在正負(fù)兩個(gè)方向變化，所得到的PWM波形也正負(fù)兩個(gè)在方向變化，圖210為雙極性PWM調(diào)制。圖中，當(dāng)t位于到區(qū)間內(nèi)時(shí)，所對(duì)應(yīng)的面積為：假設(shè)調(diào)制度為M，脈沖序列的幅度為，則有，第k份正弦波面積所對(duì)應(yīng)的脈沖寬度面積。經(jīng)過理論分析后知自然采樣法和直接等效法相對(duì)于規(guī)則采樣法來說諧波較小，而又因?yàn)樽匀徊蓸臃ǖ膶?shí)現(xiàn)需要花費(fèi)單片機(jī)大量的時(shí)間來運(yùn)算及占用大量的內(nèi)存。通過調(diào)節(jié)PWM波的占空比和基波頻率就可以很方便的調(diào)節(jié)輸出信號(hào)的幅度和頻率[10]。至此，整個(gè)逆變系統(tǒng)的硬件設(shè)計(jì)方案已經(jīng)確定：前級(jí)DCDC變換器采用推挽式電路，后級(jí)DCAC逆變器采用全橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。半橋式逆變器對(duì)輸入電源電壓的利用率比全橋式逆變器要低很多，而全橋式逆變器則幾乎為1。經(jīng)過上述對(duì)DCDC變換器的三種電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的對(duì)比和分析，可以看出半橋式和全橋式變換器更適合應(yīng)用在高電壓輸入得場(chǎng)合，而本設(shè)計(jì)的輸入電壓為30V~50V(實(shí)際輸入48V)直流電，所以本設(shè)計(jì)選擇推挽式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。半橋式變換器的缺點(diǎn)有：①電源利用率比較低，變壓器原邊電壓僅為Vin/2；②開關(guān)器件連接沒有公共地，驅(qū)動(dòng)信號(hào)連接比較麻煩；③當(dāng)兩個(gè)控制開關(guān)處于交替轉(zhuǎn)換工作狀態(tài)的時(shí)候，由于電容充放電需要一個(gè)過程，兩個(gè)開關(guān)器件會(huì)同時(shí)出現(xiàn)一個(gè)很短時(shí)間的半導(dǎo)通區(qū)域，此時(shí)，在兩個(gè)控制開關(guān)的串聯(lián)回路中將出現(xiàn)很大的電流，而這個(gè)電流并沒有通過變壓器輸送給負(fù)載，因此兩個(gè)開關(guān)管將會(huì)產(chǎn)生很大的功率損耗。推挽式變換器的兩個(gè)開關(guān)器件有一個(gè)公共接地端，因此驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單，另外，推挽式變換器是所有開關(guān)電源中電壓利用率最高的開關(guān)電源，它在輸入電壓很低的情況下，仍能維持很大的功率輸出，它的主要缺點(diǎn)是兩個(gè)開關(guān)器件需要很高的耐壓，其耐壓必須大于工作電壓的兩倍，因此，在高輸入電壓的情況下，很少使用這種電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。本文所要設(shè)計(jì)的逆變電源由蓄電池進(jìn)行供電，不需要和電網(wǎng)進(jìn)行并接，同時(shí)考慮到成本和實(shí)現(xiàn)的難易程度，選擇了單向電壓源高頻鏈逆變器作為本文的設(shè)計(jì)方案。通過上面對(duì)兩種逆變方案的分析和對(duì)比可以看出，每種設(shè)計(jì)方案都有其各自的應(yīng)用場(chǎng)合。從圖中可以看出，它主要是由輸入、輸出濾波器、高頻逆變器、高頻變壓器、頻率變換器等組成。1)單向電壓源高頻鏈逆變器圖23給出了單向電壓源高頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)。高頻鏈逆變器的工作頻率高，相對(duì)于低頻鏈逆變器而言，變壓器的體積可以做得很小，減輕了重量，也實(shí)現(xiàn)了逆變電源前級(jí)DCDC變換器與后級(jí)DCAC逆變器之間的電氣隔離[6]。若采用雙極性SPWM調(diào)制法驅(qū)