【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 分， 選 用單相橋式逆變電路， PWM 控制 技術(shù) ， 輸出電壓的大小及頻率都 可 以 通過(guò) PWM 控制進(jìn)行調(diào)節(jié)。 脈寬調(diào)制原理 脈寬調(diào)制技術(shù)：通過(guò) 對(duì) 于一系列脈沖的寬度的調(diào)制，來(lái)得到等效的所需要的波形（包括 形狀和幅值）。 PWM 控制的方式 可分為三類 ， 即調(diào)制法、計(jì)算法與跟蹤控制法。三類中 ,調(diào)制法是最為常見(jiàn) 的也是 最基本的一類方式 ， 而 調(diào)制法 之 中最基本的 方法是利用三角載波和正弦信號(hào)波來(lái) 比較的調(diào)制方法 ， 可以 分為單極性調(diào)制 調(diào)制 和雙極性調(diào)制 調(diào)制。 本設(shè)計(jì) 采用的單相橋式逆變電路既可以選 用單極性調(diào)制 的方法，第 2 章 單相交 直 交變頻電路的總體 設(shè)計(jì) 7 也可以選 用雙極性調(diào)制 的方法。 本設(shè) 計(jì) 采用的 雙極性 PWM 調(diào)制技術(shù)。以下是雙極性 PWM 調(diào)制的原理。 調(diào)制法原理 （如圖 25 所示） ： 將 輸出 的 波形作為調(diào)制信號(hào)， 進(jìn)行調(diào)制 來(lái)得到 所 期望的 PWM 波；通常采用等腰三角形或 者鋸齒 波作當(dāng)作 載波；等腰三角形 作為載波 使用 的 最多，它任意一 點(diǎn) 的水平寬度與 高度 都 成線性 的 關(guān)系 并且左右 相互 對(duì)稱；和 任 何 一 個(gè) 均滑變化的信號(hào)調(diào)制 波相交，在 兩波的 交點(diǎn) 處 控制器件 的 通斷，就 可以獲得寬度 與 信號(hào)波 的 幅值 成正比 的脈沖。 若調(diào)制信號(hào)波為正弦波 ，所獲得 的 即為 SPWM 波；調(diào)制波 不為 正弦波，而 是 其他所需 要的波形時(shí)，也可以 獲得 等效 果 的 PWM 波。 通過(guò) 結(jié) 合 IGBT 單相橋式 的 電 壓 型逆 變電路對(duì)調(diào)制法 來(lái)進(jìn)行說(shuō)明：假設(shè) 負(fù)載為電阻電感負(fù)載，工作時(shí) V1和 V2 的 通斷互補(bǔ)， V3和 V4的 通斷也 是 互補(bǔ) 的 。 其控制規(guī)律 為 ： 當(dāng) 輸出電壓 u0正半周 時(shí) ， 保持 V1為 通 態(tài) ， V2保持 斷 態(tài) ，V3和 V4交替通斷，負(fù)載電流比電壓滯后，在電壓 正半 周 時(shí) ，電流有一段 的 區(qū)間為正，一段區(qū)間 的電流為負(fù)。當(dāng) 負(fù)載電流為正的區(qū)間 時(shí) ， V1和 V4導(dǎo)通 ，負(fù)載電壓 u0等于直流電壓 Ud； V4關(guān)斷時(shí)，負(fù)載電流通過(guò) V1 和 VD3續(xù)流， u0=0。在負(fù)載電流為負(fù)的區(qū)間，仍然為 V1和 V4 導(dǎo)通時(shí)，因 i0為負(fù)，故 i0實(shí)際上從 VD1和 VD4流過(guò)，仍有 u0= Ud； V4關(guān)斷， V3開(kāi)通后， i0從 V3和 VD1續(xù)流， u0=0。這樣， u0可以得到 Ud 和零兩種電平。同樣， 當(dāng) 在 u0的負(fù)半周 時(shí) ， V2保持通態(tài)狀態(tài) ， V1保持?jǐn)鄳B(tài)， V3和 V4交替通斷，負(fù)載電壓 u0能夠獲 到 Ud 和零兩種電平 。 圖 25 單相橋式 PWM 逆變電路 單極性 PWM 的控制方法 如圖 26 所示。選 用單極性 PWM 調(diào)制技術(shù)時(shí)，在uc 和 ur 交點(diǎn) 的 時(shí)刻控制 IGBT 的通斷。 當(dāng)在 ur的正半周 時(shí) ， 保持 V1通態(tài)， 保持 V2斷態(tài)，當(dāng) uc＜ ur時(shí)使 V4導(dǎo)通， V3 關(guān)斷， u0 = Ud；當(dāng) uc＞ ur時(shí)使 V4關(guān)斷，V3導(dǎo)通， u0=0。 當(dāng) 在 ur負(fù)半周 時(shí) ， 保持 V1斷態(tài)， 保持 V2 通態(tài)，當(dāng) uc＞ ur時(shí) ，將 V4關(guān)斷 ， V3導(dǎo)通 ， u0=Ud；當(dāng) uc＜ ur時(shí) ，將 V4導(dǎo)通 ， V3關(guān)斷 ,u0=0。 第 2 章 單相交 直 交變頻電路的總體 設(shè)計(jì) 8 雙極性 PWM 控制原理示意圖如圖 27 所示。選 用雙極性 的 PWM 調(diào)制技術(shù)的 時(shí) 候，是為了獲 到的 正弦 交流輸出波形作為信號(hào)波，把三角波當(dāng)作載波，使信號(hào)波和 載波進(jìn)行 相互的比較，當(dāng)信號(hào)波和載波相 交 的 時(shí)刻控制各 個(gè)開(kāi)關(guān)的通斷。 信號(hào)波的一個(gè)周期內(nèi)，載波 是 有正有負(fù) 的 ，調(diào)制出來(lái)的輸出波形 同樣 也是有正有負(fù) 的 ，其輸出 的 波形 分為 兩種電平。 信號(hào)波 用 ur代表 ， 載波用 uc 來(lái) 表示 。當(dāng) uc＜ ur的 時(shí) 候 ， 施加開(kāi)通驅(qū)動(dòng)信號(hào) 給 V V4， 施加關(guān)斷驅(qū)動(dòng)信號(hào) 給 V V3，此刻 如果 i0＞ 0，則 V V4保持 開(kāi)通，如果 i0＜ 0,則 VD VD4保持 開(kāi)通， 不過(guò)其 輸出電壓均為 u0=Ud。相反 ，則 V V3或 VD VD3保持 開(kāi)通， 而 u0=Ud。圖中， u0f 是輸出電壓 u0的基波分量 [3]。 圖 26 單極性 PWM 控制方法波形 圖 27 雙極性 PWM 控制方法 波第 3 章 逆變電路的設(shè)計(jì) 9 第 3 章 逆變部分的 電路 組成 課題采用 SPWM 正弦波脈寬調(diào)制，通過(guò)改變調(diào)制頻率，實(shí)現(xiàn)交直交變頻的目的。設(shè)計(jì)電路由三部分組成：即主電路 , 驅(qū)動(dòng)電路和控制電路。交直流變換部分（ AC/DC）為不可控整流電路；逆變部分（ DC/AC）由四只 IGBT 管組成單相橋式逆變電路，采用雙極性調(diào)制方式。輸出經(jīng) LC 低通濾波器，濾除高次諧波，得到高頻率的正弦波（基波）交流輸出。 主電路 主電路如圖 31 所示， 采用單相橋式逆變電路 ,共用到 4 個(gè)開(kāi)關(guān)器件 ,采用了目前應(yīng)用最多的全控型電力電子器件之一的 IGBT。 IGBT 管 的工作原理： IGBT 的開(kāi)通和關(guān) 斷是由柵極電壓來(lái)控制的。當(dāng)柵極施 加 以正電壓 的 時(shí) 候 ， 在 MOSFET 中出現(xiàn)溝道，而且還給 PNP 晶體管創(chuàng)造了基極電流，促使 IGBT 產(chǎn)生導(dǎo)通。此刻 從 N+區(qū)流 入 N區(qū)的空穴 (少子 )對(duì) N區(qū)形成了電導(dǎo)調(diào)制，使 Ⅳ區(qū)的 電阻 R 減小 ，令 阻斷電壓高的 IGBT 管 也擁 有 了較低的通態(tài)壓降。當(dāng) 在柵極上 加 以負(fù)電壓 的 時(shí) 候， MOSFET 中 的溝道 就 消失 了 ，PNP 晶體管 基極 的 電流 就會(huì) 被切斷， IGBT 管 也就是 被關(guān)斷 了 。 在 IGBT 管導(dǎo)通了以后，如果把 柵極 的電壓忽然降到零，那么 溝道 就 消失 了，流過(guò)溝道的電子電流就變?yōu)榱悖?集電極電流 就會(huì)有 降 低 ， 但 是因?yàn)?N區(qū)中流 入了大部分的電子以及空穴對(duì)，因此 集電極 的電流不可能立即變?yōu)榱?，?huì)有 一個(gè)拖尾 的 時(shí)間。IGBT管 的驅(qū)動(dòng)方法和 MOSFET基本相同，只需 要 控制輸入極 N溝道 MOSFET，因此其擁 有高輸入阻抗特性 [4][5]。 圖 31 主電路 第 3 章 逆變電路的設(shè)計(jì) 10 OVCU81314V E E6V C C4V o ut5V R 11V in3GND2+ 9V1+ 24C1G1E1+5OC1M 57 9 6 2LTL P 5 2 1S P WM 1COM 驅(qū)動(dòng)電路 圖 32 驅(qū)動(dòng)電路 驅(qū)動(dòng)電路 （如圖 32 所示） 作為控制電路和主電路的中間環(huán)節(jié)。主要任務(wù)是將控制電路產(chǎn)生的控制器件通斷的信號(hào)轉(zhuǎn)化為器件的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。它可以完成電氣隔離的功能，由于全橋電路的 4 個(gè) IGBT 管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)也 不 全 都是共地 的 ,因 此 需要與控制信號(hào)隔離。此外 ,控制電路 中 電壓 的 等級(jí) 較 低 ,而 在 主電路 中的 電壓等級(jí) 較 高 ,為了避免 相互間的 干擾 ,也有必要采用 電氣隔離。采用 IGBT 管專用驅(qū)動(dòng)芯片 M57962L， 其輸入信號(hào)電流幅值為 16Ma,輸出最大脈沖電流為 +2A 和3A，輸出驅(qū)動(dòng)電壓 +15V 和 10V[5]， 其 結(jié)構(gòu)引腳圖 及原理圖 如圖 3 34 所示 ，其輸入端接控制電路產(chǎn)生的 SPWM 信號(hào)， 輸出可用以直接驅(qū)動(dòng) IGBT 管。特點(diǎn)如下： 1）采用快速型的光藕實(shí)現(xiàn)電氣隔離。 2） 波形整形，將控制電路產(chǎn)生的信號(hào)轉(zhuǎn)化為控制 IGBT 通斷所需要的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。 3）具有過(guò)流保護(hù)功能，通過(guò)檢測(cè) IGBT 管的飽和壓降來(lái)判斷 IGBT 是否過(guò)流。過(guò)流時(shí) IGBT 管 CE 結(jié)之間的飽和壓降升到某一定值，使 8 腳輸出低電平，在光藕 TLP521 的輸出端 OC1 呈現(xiàn)高電平，經(jīng)過(guò)流保護(hù)電路（如圖 35），使 4013 的輸出 Q 端呈現(xiàn)低電平，送 給 控制電路，起到了封鎖保護(hù)作用。 圖 33 集成驅(qū)動(dòng)芯片 M57962L 引腳圖 第 3 章 逆變電路的設(shè)計(jì) 11 芯片 M57962L內(nèi)部原理及特性 ： M57962L 為日本三菱公司生產(chǎn)的主 用于 IGBT 模塊的驅(qū)動(dòng)芯片，其內(nèi)部集成了退飽和、檢測(cè)以及 保護(hù)單元 等功能，如果 發(fā)生過(guò)流時(shí)能夠迅 速 地 響應(yīng)，但慢速 地 關(guān)斷 IGBT，同時(shí)也 向外部 的電路發(fā) 出 了 故障 的信號(hào)。芯片輸出的正驅(qū)動(dòng)電壓是 +15V， 而負(fù)驅(qū)動(dòng)電壓是 10V。其內(nèi)部 的 結(jié)構(gòu) 示意圖 如圖 34 所示，其是通過(guò)光電耦合器、接口電路、檢測(cè)電路、定時(shí)復(fù)位電路和 門關(guān)斷電路組成 的 。M57962L 為 N 溝道 的 大功率 IGBT 模塊 的驅(qū)動(dòng)芯片，可以 驅(qū)動(dòng) 600V/400A 與1200V/400A 的 IGBT。 M57962L 擁 有以下幾個(gè)特性。 （ 1） 用 快速型 的 光電耦合器 來(lái)實(shí)行 電氣隔離，適合 大約 20Hz 的高頻開(kāi)關(guān)的 運(yùn)動(dòng)。光電耦合器的原邊已串聯(lián)限流電阻（約 185? ），可 以把 5V 電壓直接與 輸入側(cè) 直接相連，擁有相對(duì) 高的 輸入和 輸出 的 隔離度（ U=2500V,有效值）。 （ 2） 用雙電源 的供電方法，來(lái)保證 IGBT 的可靠通斷。若選用雙電源驅(qū)動(dòng)方法，它輸出的負(fù)柵壓相對(duì)較 高。 其中直流電源電壓的極值是 +18V/15V，通常用 +15V/10V。 （ 3）內(nèi)部設(shè)置了短路以及 過(guò)流保護(hù) 的 電路。 M57962L 的過(guò)流保護(hù)電路 是來(lái) 檢測(cè) IGBT 的飽和降從而判斷是否過(guò)流，一經(jīng)發(fā)生 過(guò)流， M57962L 就 對(duì) IGBT實(shí)行軟關(guān)斷，同時(shí) 輸出過(guò)流 的 故障信號(hào)。 （ 4）輸出端為 TTL 門電平，對(duì) 單 片機(jī)控制 較為適用 。信號(hào) 的 傳輸延遲時(shí)間 較短，低電平轉(zhuǎn)化為高電平 傳輸 的延遲時(shí)間和高電平轉(zhuǎn)化為低電平 傳輸 的 延遲時(shí) 間均 在 s? 以下 [6]。 圖 34 集成驅(qū)動(dòng)芯片 M57962L 原理圖 第 3 章 逆變電路的設(shè)計(jì) 12 O C 1O C 2O C 3O C 4D5Q1C L K3Q2R4S6V C C14GND7+ 5V+ 5VS TOP4 0 13保護(hù)電路： 圖 35 保護(hù)電路 4013芯片原理 ： 如圖 36 所示，設(shè)電路初始狀態(tài)均在復(fù)位狀態(tài)， Q Q2 端均為低電平。 fi信號(hào)輸入時(shí)，由于輸入端異或門的作用，其輸出還受到 了 觸發(fā)器 IC2 的 Q2 端的反饋控制 (非門 F2 是增加的一級(jí)延遲門， A 點(diǎn)波形與 Q2 相同 )。 由于 第 1 個(gè)fi 時(shí)鐘脈沖的上升沿的作用 ，觸發(fā)器 IC IC2 都發(fā)生了 翻轉(zhuǎn)。 又因?yàn)?Q2 端的反饋 的影響會(huì)使 異或門輸出 了一個(gè)非常 窄的正脈沖， 而 兩級(jí) 的 D 觸發(fā)器 以及 反相門的延時(shí)決定 了其寬度。若 第 1 個(gè) fi 脈沖下跳 的 時(shí) 候 ，異或門 的輸出又馬上上跳， 將 IC1 觸發(fā)器又一 次 發(fā)生 翻轉(zhuǎn)， 但 IC2 觸發(fā)器 的 狀態(tài)不 發(fā)生 變 化。因此在第 1 個(gè) 的輸入時(shí)鐘的半個(gè)周期以內(nèi)迫使 IC1 觸發(fā)器的時(shí)鐘脈沖 部分 CL1 有 了一個(gè)整周期的輸入，不過(guò)在之后的一個(gè)輸入時(shí)鐘的作用之下 ， 因?yàn)?IC2 觸發(fā)器的 Q2 端呈現(xiàn) 高電平， IC1 觸發(fā)器 時(shí)鐘 的輸入伴 隨 著 fi 的 信號(hào) (反相或同相 )。 本來(lái) IC1 觸發(fā)器輸入兩個(gè)完整的輸入脈沖便可輸出一個(gè)完整周期的脈沖，現(xiàn)在由于異或門及 IC2 觸發(fā)器 Q2 端的反饋控制作用，在第 1 個(gè) fi 脈沖的作用下得到一個(gè)周期的脈沖輸出，所以實(shí)現(xiàn)了每輸入一個(gè)半時(shí)鐘脈沖，在 IC1 觸發(fā)器的 Q1端取得一個(gè)完整周期的輸出 [6]。 圖 36 雙 D 觸發(fā)器 CD4013 引腳圖 第 3 章 逆變電路的設(shè)計(jì) 13 控制電路 控制電路的工作流程是：信號(hào)發(fā)生（包括產(chǎn)生信號(hào)波和載波）、信號(hào)調(diào)制、產(chǎn)生 IGBT 的驅(qū)動(dòng)信號(hào) 如圖 37 所示 。圖 38 給出了