【文章內容簡介】 234時間 ( S )幅度2 4 電平轉換后上支路信號時域波形圖0 2 4 6 8432101234時間 ( S )幅度2 4 轉換后下支路信號時域波形圖 圖 43 24電平轉換后上下支路信號時域波形圖 這里 4電平信號的碼元傳輸速率已降為 Rb/4 增加載波 在本課題中， 選用的載波 是載波幅度 A=1，載波頻率 fc=2Hz,上支路 分量的載波是 h1t=A*cos(2*pi*fc*t),正交分量的載波是 h2t=A*sin(2*pi*fc*t) 。 上下支路 14 信號在加載波之前還經(jīng)過平滑處理，以濾除較高頻率的信號，使實驗結果更加理想。上下支路信號加載波后的圖形如圖 44 所示： 0 2 4 6 8432101234時間 ( S )幅度上支路已調信號時域波形圖0 2 4 6 8432101234時間 ( S )幅度下支路已調信號時域波形圖 圖 44上下支路調制信號時域波形圖 調制信號形成 上下支路調制信號形成后，將兩個分量相加，既可得到 16QAM 調制信號，如 下 圖 45 所示： 15 0 1 2 3 4 5 6 7 842024時間 ( S )幅度已調信號時域波形圖 1 0 8 6 4 2 0 2 4 6 8 10 4 0 2 0020頻率 ( H z )功率譜密度(dB/Hz)已調信號功率譜圖 圖 45 已調信號波形圖 16QAM 調制信號的噪聲疊加 本次仿真采用的噪聲是高斯白噪聲，這是一種最常見的噪聲，白噪聲的功率譜密度在所有頻率上均為一常數(shù)，且僅 在 t=0 時才相關，而在任意兩個時刻的隨機變量都是不相關的。 對已調制信號可采用 wgn函數(shù)添加加性高斯噪聲。 y = wgn(m,n,p) 產(chǎn)生一個 m 行 n 列的高斯白噪聲的矩陣， p 以 dBW 為單位指定輸出噪聲的強度。 為使解調效果較好，采用噪聲的強度較小，設置 Pn=10dB. 16QAM 解調模塊的建立與仿真 系統(tǒng)先前所得的 16QAM 調制信號通過高斯白噪聲信道以后便可以解調了。本文所采用的解調器原理為相干解調法，即已調信號與載波相乘，送入到低通濾波器，其對應原理圖中信號輸入并與載波相乘后通過 LPF 的部 分，輸出送入到判決器判決， 再經(jīng) 42 電平轉換和并串轉換即可得到解調信號。 16 濾波器 IIR 濾波器采用的巴特沃斯低通濾波器有現(xiàn)成的模型，我們可以加以利用，因此 在本文涉及的仿真中濾波器均選擇巴特沃斯低通濾波器。巴特沃斯低通濾波器的標準形式為： [b,a]=butter(N,W0)。 y=filter(b,a,x)。 N 表示要選取的低通濾波器的階數(shù)， W0表示濾波器的截止頻率， [b,a]為濾波器返回的特性參數(shù)。在第二行程序中， x 表示輸入序列， y 表示輸出序列。整個函數(shù)表示信號通過濾波 器的過程。 0 2 4 6 8432101234時間 ( S )幅度上支路通過低通濾波器信號時域波形圖0 2 4 6 8432101234時間 ( S )幅度下支路通過低通濾波器信號時域波形圖 圖 46上下支路通過低通濾波器信號時域波形圖 抽樣判決和 42電平轉換 抽樣判決是在每個碼元中間抽樣，并用幾個判決語句進行判決，例如當碼元幅度大于 1 時，判為 3。 17 42 電平轉換是 24 電平轉換的逆過程，其映射關系如下圖 47 所示 ： 映射前數(shù)據(jù) 電平 /V 雙極性 3 00 1 1 1 01 1 1 1 10 1 1 3 11 1 1 0 2 4 6 842024時間 ( S )幅度上支路抽樣判決后信號時域波形圖0 2 4 6 842024時間 ( S )幅度下支路抽樣判決后信號時域波形圖0 2 4 6 842024時間 ( S )幅度上支路 4 2 變換后信號時域波形圖0 2 4 6 842024時間 ( S )幅度下支路 4 2 電平變換后信號時域波形圖 圖 47上下支路抽樣判決及 42轉換后信號時域波形圖 并串轉換 經(jīng)過并串轉換即可得到解調信號，采用循環(huán)語句實現(xiàn)， for s=1:N/2 ddd(2*s1)=dd111111(s)。 ddd(2*s)=dd222222(s)。 end 18 將兩路并聯(lián)信號經(jīng)過轉換成為一路信號，下圖為基帶信號和解調信號的對比及它們的頻率譜密度圖 如圖 48 所示 ： 0 2 4 6 842024時間 ( S )幅度基帶信號時域波形圖 1 0 5 0 5 10 4 0 2 0020頻率 ( H z )功率譜密度(dB/Hz)基帶信號功率譜圖0 2 4 6 842024時間 ( S )幅度解調信號時域波形圖 P n = 1 0 d B 1 0 5 0 5 10 4 0 2 0020頻率 ( H z )功率譜密度(dB/Hz)解調信號功率譜圖 P n = 1 0 d B 圖 48基帶與解調信號 可以看出，并沒有錯碼，可見本次仿真是成功的 。 無線衰落信道 性能分析 16QAM 抗噪聲性能仿真 對于 QAM，可以看成是由兩個相互正交且獨立的多電平 ASK 信號疊加而成。因此，利用多電平誤碼率的分析方法，可得到 M 進制 QAM 的誤碼率為： ])(1l o g3[)11(022 nEL Le r f cLP be ??? (411) 式中， ML? ， Eb 為每碼元能量， n0為噪聲單邊功率譜密度。 通過調整 高斯白噪聲信道的信噪比 snr（ Eb/No），可以得到如圖 49 所示的誤碼率圖： 19 1 0 . 5 0 0 . 5 1 1 . 5 2 2 . 5103102101100Q A M 信號誤碼率分析信噪比誤碼率 圖 49 QAM信號誤碼率分析 可見 16QAM 信號的誤碼率隨著信噪比的增大而逐漸減小，這與理論分析是完全一致的 。 20 總結 通信綜合訓練是培養(yǎng)學生綜合運用所學的理論知識，發(fā)現(xiàn)、提出、分析和解決實際問題，鍛煉實踐能力的重要環(huán)節(jié)，是對學生實際工作能力的具體訓練和考察過程。 本次課題是基于 QAM 調制的無線衰落信道的性能分析與仿真，首先 介紹了QAM 調制解調原理以及無線衰落信道特征，其次利用 Matble 分析工具分 析16QAM 已調信號的頻譜圖，最后分析衰落信道下的系統(tǒng)的誤碼率，并與高斯信道下的性能進行對比。 在設計過程中困難有 很多，其主要表現(xiàn)在不熟練軟件編程。 總之，通過此次設計，我的收獲有以下幾點： 首先，通過此次課程設計我掌握了無線衰落信道的傳輸特征，并且在實際操作中掌握了 QAM的調制解調原理； 其次，通過此次仿真訓練我清楚地了解了 16QAM 已調信號的頻譜特征； 最后， 我覺得 細節(jié)決定成敗。 不做系統(tǒng)，許多細小的環(huán)節(jié)是注意不到的，而這諸多環(huán)節(jié)往往影響你整個系統(tǒng)的正常運轉。這可真應驗了 “ 細節(jié)決定一切 ”這句話。這一切告訴我 做任何事情必須從全局出發(fā)，并且要注意其中的任何一個細節(jié)。 21 參考文獻 [1]樊昌信，曹麗娜編 著． 通信原理． 北京：國防工業(yè)出版社， 2020 [2]樊昌信 ． 通信原理 ． 北京：國防工業(yè)出版社， 2020 [3]曹志剛等著 ． 現(xiàn)代通信原理 ． 北京：清華大學出版社， 2020 [4]吳偉陵等著 ． 移動通信原 理 ． 北京：電子工業(yè)出版社， 2020 [5].李建新 ． 現(xiàn)代通信系統(tǒng)分析與仿真 MATLAB 通信工具箱 ． 西安：西安電子科技大學出版社， 2020 [6]潘子宇 ． Matlab 通信仿真設計指導書 ． 南京工程學院， 2020 [7]劉敏 ． MATLAB 通信仿真與應用 ． 北京：國防工業(yè)出版社 22 附錄 將輸入的序列擴展成間隔為 N1 個 0 的序列 function [out]=sigexpand(d,M) N=length(d)。 out=zeros(M,N)。 out(1,:)=d。 out=reshape(out,1,M*N)。 計算信號的傅里葉變化 function[f,sf]=T2F(t,st)。 dt=t(2)t(1)。 T=t(end)。 df=1/T。 N=length(st)。 f=N/2*df:df:N/2*dfdf。 sf=fft(st)。 sf=T/N*fftshift(sf)。 主函數(shù)代碼 fc=2。 % 載波頻率 N_sample=8。 % 基帶碼元抽樣點數(shù) N=8。 % 碼元數(shù) Ts=1。 % 碼元寬度 dt=Ts/fc/N_sample。 % 抽樣時間間隔 T=N*Ts。 % 信號持續(xù)時間長度 t=0:dt:Tdt。 % 時間向量 Lt=length(t)。