【文章內(nèi)容簡介】 作可靠性等。但軟開關(guān)技術(shù)的應用已經(jīng)給功率變換器的發(fā)展帶來了深刻的變革，軟開關(guān)技術(shù)的進一步完善和實用化，必將為實現(xiàn)高品質(zhì)的功率變換系統(tǒng)提供有力的技術(shù)保障。 本文研究的主要內(nèi)容 軟開關(guān)技術(shù)是當前電力電子技術(shù)研究的熱點之一。在分析對比移相全橋直流變換器和 LLC串聯(lián)諧振全橋 DC/DC變換器特點的基礎(chǔ)上，本文對 LLC串聯(lián)諧振全橋直流變換器的工作原理做了詳細分析研究，設(shè)計了實驗樣機，實驗結(jié)果驗證了理論分析的正確性。本文的主要內(nèi)容如下： 1). LLC串聯(lián)諧振全橋 DC/DC變換器的穩(wěn)態(tài)工作原理分析 在分析移相全橋 PWM ZVS DC/DC變換器缺點和分析對比 MOSFET和 IGBT各自特點的基礎(chǔ)上，確定了 LLC串聯(lián)諧振全橋 DC/DC變換器的穩(wěn)態(tài)工作區(qū)，建立了變換器的數(shù)學模型，詳細分析研究了 LLC串聯(lián)諧振全橋 DC/DC變換器的特點和電路的工作過程。 2). LLC串聯(lián)諧振全橋 DC/DC變換器小信號模型的建立和動態(tài)特性研究 本文首先對 DC/DC變換 器的小信號建模方法進行了歸納。然后利用擴展描述函數(shù)的方法，詳細研究了 LLC串聯(lián)諧振全橋 DC/DC變換器的小信號建模。在此基礎(chǔ)上，分析了變換器的穩(wěn)定性， 研究了 控制器 的設(shè)計 。仿真結(jié)果驗證了理論分析的正確性。 3). 主電路和控制電路的設(shè)計 在理論分析的基礎(chǔ)上，本文對一臺 LLC串聯(lián)諧振全橋 DC/DC變換器 實驗樣機 的主電路和控制電路設(shè)計過程進行了詳細研究。設(shè)計中采用了集成磁設(shè)計方法。 設(shè)計步驟和結(jié)論可以為實際裝置的設(shè)計提供參考。 4). 實驗結(jié)果和全文總結(jié) 為了驗證理論分析的正確性，本文給出實驗的波形和實驗數(shù)據(jù)并對實 驗 結(jié)果 進行了詳細分析，得出了實驗結(jié)論。全文的最后， 對全文的研究工作做了 總結(jié)，并對該電路優(yōu)缺點進行 了 分析和總結(jié)。 7 2 LLC 串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器的基本原理 近年來，移相全橋 ZVS PWM 變換器作為一種優(yōu)秀的變換器拓撲結(jié)構(gòu)，能夠?qū)崿F(xiàn)主開關(guān)管的零電壓開通，成為電力電子技術(shù)領(lǐng)域的研究熱點之一。但是該變換器也有一些缺點，不適合對電源性能有特殊要求的場合，如有輸入掉電維持時間 [8](Holdup time)要求的通信用二次電源。而 LLC 串聯(lián)諧振變換器能夠有效地克服移相全 PWM ZVS變換器的缺點。由于 這種諧振變換器工作在高頻條件下，主開關(guān)管使用 MOSFET，本文 首先分析了 MOSFET 的特點，為 LLC 串聯(lián)諧振全橋變換器工作區(qū)域的選擇提供了依據(jù)，然后從分析比較以上兩種電路特點的角度，詳細分析了 LLC 串聯(lián)諧振全橋變換器的基本原理和工作過程，確定了其穩(wěn)態(tài)工作區(qū)。 移相全橋 PWM ZVS 變換器的基本拓撲結(jié)構(gòu)和工作過程 移相全橋 PWM ZVS 變換器的基本原理 移相全橋 PWM ZVS 變換器的基本拓撲結(jié)構(gòu)如圖 。其電路結(jié)構(gòu)與普通雙極性 PWM 變換器類似， T1和 T2組成超前橋臂， T3和 T4組成滯后橋臂。 C1～ C4分 別是 T1～T4的諧振電容，包括寄生電容和外接電容。 Lr是諧振電感，包括變壓器的漏感。 T1和T2分別超前 T4 和 T3一個相位，即移相角，通過調(diào)節(jié)移相角的大小 ， 調(diào)節(jié)輸出電壓。D D6是整流二極管， Lf、 Cf構(gòu)成二階濾波器（ Lf足夠大， If近似恒定 ） [1][3][9]。 D 6D 5T 1D 1C 1T 2D 2C 2T 3D 3C 3T 4D 4C 4V inL rR LL fC fABi p I fK :1V o 圖 移相全橋 PWM ZVS DC/DC變換器基本電路 移相全橋 PWM ZVS 變換器的主要工作波形如圖 。半個開關(guān)周期內(nèi)電路工作過程分為六個階段，圖中 tδ 為移相角、 td為死區(qū)， ip為變壓器原邊電流 。 8 階段 1[t0t1]： 在 t0時刻關(guān)斷 T1，電流 ip從 T1轉(zhuǎn)移到 C1和 C2支路中，給 C1充電，同時 C2被放電。在此期間，諧振電感 Lr和濾波電感 Lf是串聯(lián)的，而且 Lf很大，可以認為 ip近似不變，類似于一個恒流源。電容 C1的電壓從零開始線性上升，電容 C2的電壓從 Vin開始線性下降，在 t1時刻， C2的電壓下降到零， T2的反并二極管 D2自然導通，將 T2的電壓箝在零電位。 T 1 T 2i D5 i D6i pV ABV gsV ini D5i D6V rt 0Ot δt dT 1T 4 T 3 T 4t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6 t 7 t 8 t 9t 1 0t 11 ttttt 圖 移相全橋變換器主要工作波形 階段 2[t1t2]： t1時刻 T2的電壓已被箝在零電位， T4導通。 VAB=0,此后 ip將經(jīng) T4,D2和 Lr續(xù)流， ip減小，其感應電壓使變壓器副方二極管 D5導通，續(xù)流 If。在此續(xù)流階段， D2導通，只要滿足 t01=t1－ t0td,就可保證 T2是零電壓開通，無開通損耗。雖然 T2被開通，但 T2并沒有電流流過，原邊電流由 D2流通。 階段 3[t2t3]： 在 t2時刻，關(guān)斷 T4，原邊電流 ip轉(zhuǎn)移到 C3和 C4中，一方面抽走 C3上的電荷， Vc3從 Vin下降；另一方面同時又給 C4充電， Vc4從零逐漸上升， T4軟關(guān)斷。此階段內(nèi)，變壓器副邊 二極管 D6導通。由于濾波電感電流 If近似為恒流，此時變壓器副邊整流二 9 極管 D D6之間進行換流，由于 D5,D6同時導通，變壓器副邊被短路。 階段 4[t3－ t4]： t3時刻， C4電壓充至 Vin， C3電壓放為零，二極管 D3自然導通 Vc3=0。只要 t23=t3t2td就可保證 T3是零電壓開通，無開通損耗。雖然 T3被開通，但 T3并沒有電流流過，原邊電流由 D3流通。 階段 5[t4－ t5]： t4時刻 ip過零反向增加，由于 ID6仍然不足以提供 If，故 D D6仍然同時導通，副邊電壓為零。 階段 6[t5－ t6]： t5時刻，變壓器原邊電流 ip增加至 If/K(K 為變壓器變比 )， D D6換流過程結(jié)束，If由二極管 D6單獨提供。 t6時刻 T2關(guān)斷。后半個周期與前半個周期工作情況類似。 移相全橋 ZVS PWM 變換器存在的缺點 1). 輕載時難于實現(xiàn) ZVS 超前橋臂和滯后橋臂開關(guān)管實現(xiàn) ZVS 的條件不同。兩個橋臂上的開關(guān)管實現(xiàn) ZVS都需要相應的并聯(lián)諧振電容能量釋放為零，二極管自然導通。對于超前橋臂， T2開通前的 t01期間，放電電流 ip較大且恒定不變 (ip=If)；另一方面由于變壓器原副方有能量傳遞，原方 等效電路中電感 L=Lr+K2Lf很大，故用于實現(xiàn)超前橋臂開關(guān)管 ZVS 的能量很大。而滯后橋臂 T3開通前的 t23期間，一方面 ip逐漸變小 (ipIf/K)；另一方面，由于二極管 D D6同時導通，變壓器副方被短路，原副方?jīng)]有能量傳遞，等效電感大小僅為 Lr，故用于實現(xiàn)滯后橋臂開關(guān)管 ZVS 的電感能量較小，滯后橋臂較難于實現(xiàn)ZVS[1][3]。滯后橋臂實現(xiàn) ZVS 的條件是： 222412 ?r inL I C V (21) 其中 I2為 t2時刻原邊電流值。當輕載時電流 I2較小，故滯后橋臂難于實現(xiàn) ZVS。 2). 副邊整流二極管存在反向恢復問題 反向恢復現(xiàn)象是二極管使用時必須注意的問題 [1]。移相全橋 PWM ZVS DC/DC 變換器由于占空比丟失的原因，諧振電感 Lr 不可能較大，因此為使輸出電壓交流分量較小，副邊濾波電路必須有一定濾波電感 Lf的存在。這樣原邊電壓 VAB反向時，整流二極管 D5(D6)電流不能立即降為零，必然存在 D D6同時導通續(xù)流的過程 (t2～ t t8～ 10 t11)。此時 D D6存在 反向恢復問題，整流電壓 Vr出現(xiàn)振蕩，二極管反向電壓出現(xiàn)尖峰。這種由整流二極管反向恢復問題而引起的損耗嚴重限制了直流電源效率的提高。整流二極管反向恢復問題如圖 所示。 D5D6VpK:1L fC fI Lfi pi D5i D6I st rrI rmI Lfi D5v ABV DV D5ttt2V rot 1 t 2 t 5V rmVo 圖 移相全橋變換器整流二極管的反向恢復問題 3). 輸入電壓和變換器轉(zhuǎn)換效率的矛盾 在輸入電壓保證能輸出滿載電壓的前提下，當輸入電壓 Vin 較低時，占空比大，原邊環(huán)流能量較小，變換器效率較高；當輸入電壓 Vin 較高時，占空比小，原邊環(huán)流能量較大，變換器效率較低 [3]。為取得較高的效 率，移相全橋 PWM ZVS DC/DC 變換器通常設(shè)計在輸入電壓較低，占空比較大時工作。出現(xiàn)輸入電壓掉電時，負載能量只能由直流母線電容提供，短時間內(nèi)輸入電壓很快降低。這時要維持輸出電壓恒定，要求占空比更大，電路失去超調(diào)能力，使輸出電壓很快降低。因此輸入電壓和變換效率的這種關(guān)系，對于有掉電維持時間 限制 的開關(guān)電源是不適合的。 MOSFET 和 IGBT 性能比較 為適應電力電子裝置高頻化的要求，電壓驅(qū)動型開關(guān)器件 IGBT、 MOSFET 被廣泛應用。這兩種器件都是多子器件，無電荷存儲效應，開關(guān)速度快，工作頻率高，輸入阻抗高 ，驅(qū)動功率小。 MOSFET 較 IGBT 的開關(guān)速度更快，更適合高頻工作場合。諧振 11 型開關(guān)電源一般都采用 MOSFET。本節(jié)分析對比了 IGBT 和 MOSFET 的開關(guān)損耗產(chǎn)生機理，為 LLC 諧振變換器工作區(qū)域的確定提供了依據(jù)。 MOSFET 和 IGBT 的等效電路如圖 所示，兩者結(jié)構(gòu)上的主要差異是 IGBT 比MOSFET 增加了一個漏注入?yún)^(qū) P＋ 層，它直接通向集電極 [10][11]。這種結(jié)構(gòu)差異決定了MOSFET 和 IGBT 的特性有所不同。 MOSFET 和 IGBT 等效電容可以表示為式 (22)。在開關(guān)過程中，等效電容大小隨時間變化。 器件的輸出電容主要是由密勒效應引起的密勒電容，而密勒效應的強弱與反饋電容 Crss的大小和器件的放大倍數(shù)有關(guān)，在放大倍數(shù)一定的條件下， Crss越大，密勒效應越強烈，輸出電容也越大。 i gs gdo ds gdr gdC C CC C CCC?????????? i ge gco ce gcr gcC C CC C CCC?????????? (22) GDSC gdC gsC dsCEC gcC geC ceG 圖 MOSFET和 IGBT等效電路 MOSFET 的反饋電容 Crss僅由 與 MOSFET 結(jié)構(gòu)有關(guān)的 MOS電容 Cgd決定，而 IGBT 在MOSFET 結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上增加了 P＋ 層， P＋ 層和 N－ 層之間會形成 PN 結(jié)電容 CPN(由勢壘電容CB和擴散電容 CD組成 )， IGBT 的反饋電容相當于 Cgc與 CPN串聯(lián)后的電容，故其反饋電容 Crss較 MOSFET 的小的多。 IXYS 公司的 MOSFET 和 IGBT 等效電容 [10]比較如表 (測試條件均為 Vds=Vce=25V， Vgs=Vge=0V，開關(guān)頻率 fs=1MHz)： 表 MOSFET和 IGBT等效電容對比 類別 型號 Vdss(Vces) Ciss(PF) Coss(PF) Crss(PF) MOSFET IXFN44N60 600V 8900 1000 330 IGBT IXDP20N60B 600V 800 85 50 比較結(jié)果顯示，對于同樣電壓等級的器件， MOSFET 的輸出電容是 IGBT 的 10 多倍。對 IGBT 來說，流經(jīng) N－ 漂移區(qū)的電子在進入 P＋ 區(qū)時，會導致正電荷載流子 (空穴 ) 12 由 P+區(qū)注入 N區(qū)。這些被注入的空穴既從漂移區(qū)流向發(fā)射極端的 P 區(qū)，也經(jīng)由 MOS溝道及 N井區(qū)橫向流入發(fā)射極。因此在 N漂移區(qū)內(nèi)，構(gòu)成主電流 (集電極電流 )的載流子出現(xiàn) 過盈現(xiàn)象。與 MOSFET 不同， IGBT 的 N－ 區(qū)并沒有外引電極，因此器件關(guān)斷過程中不能采用抽流的方法來降低 N－ 區(qū)的過剩載流子 ,這些空穴只能依靠自然復合，集電極電流 ic存在一個拖尾電流 [11]。通過以上分析，可以得出結(jié)論： MOSFET 的輸出電容較大， IGBT 存在拖尾電流現(xiàn)象。 硬開關(guān)的條件下 MOSFET 和 IGBT 開關(guān)損耗分析： 1)．開通損耗方面：由于 MOSFET 的輸出電容大，器件處于斷態(tài)時，輸入電壓加在輸出電容上，輸出電容儲存較大能量。在相繼開通時這些能量全部消耗在器件內(nèi)，開通損耗大。器件的開通損耗和輸出電容 成正比，和頻率成正比和輸入電壓的平方成正比 [12]。而 IGBT 的輸出電容比 MOSFET 小得多，斷態(tài)時電容上儲存的能量較小，故