【正文】 載波相位跟蹤（載波提取） 。相干解調原理我們已經熟知，這里主要對經過相乘后得到的同向與正交兩路相互獨立的多電平基帶信號 和 進行判決與檢測，然后還原為二進制??tX^Y^序列。表 21 四電平判決結果 根據表 21 的判決結果，再按下式進行邏輯運算，即可恢復出調制解調器輸入的二進制數據 。由此可見，I 路取值電平數為 ，即 x=177。 為判決電平，判決后得到一組由177。1,177。3, 177。2，0 為判決電平，是因為在調制解調過程會產生延遲，使解調后在最初的時候產生直流，經判決后為 0，這也是在看解調后的星座圖時，最初會在原點處有點出現，一會又消失的原因；以16QAM，32QAM 為例。5) 這多余的 4 個點, 在 128QAM 中會有(177。11)這多余的 16 個點無法扣除。3, 177。11) , (177。2, 177。6, 177。9, 177。此外，32QAM 或128QAM 也可以用與 16QAM 或 64QAM 相同的解調方法。但是我們能夠通過利用試驗的手段方便的估計系統(tǒng)的性能。信號波形 眼圖圖 基帶信號波形及眼圖現用示波器先觀察圖 (a)波形，并將示波器掃描周期調整到碼元的周期T，這是圖 (a)中的每一個碼元將重疊在一起。 當存在噪聲時，噪聲疊加在信號上，因而，眼圖的線跡更不清晰，于是眼睛張開就更小。但是，有時人們也希望獲得隨機噪聲。目前廣泛應用的偽隨機噪聲都是由數字電路產生的周期序列(經濾波等處理) 得到的。反饋線的連接不同，就可能改變此移存器輸出序列的周期 P。在實際測量數字通信系統(tǒng)的誤碼率時，一般說來，測量結果與信源送出信號的統(tǒng)計特性有關。所以測量誤碼利率是最理想的信源是隨機序列產生器。上式中求和為按模 2 運算。產生偽隨機序列的電路為一反饋移存器。早在 20 世紀 40 年代末，香農(Shannon)就曾指出，在某些情況下，為了實現最有效的通信，應采用具有白噪聲的統(tǒng)計特性的信號。所以，在示波器上只能大致估計噪聲的強弱。顯然，由于圖 (a)波形是無碼間干擾的，因而重疊的圖形都完全重合，故示波器顯示的軌跡線又細又清晰，如圖 (c)所示。這時就可以從示波器顯示器的圖形上，觀察出碼間干擾和噪聲的影響，從而估計出系統(tǒng)性能的優(yōu)劣程度。MQAM 是對載波的振幅和相位同時進行調制的一種復合的調制形式，他同時利用了載波的幅度和相位來傳遞信息比特。 32QAM 星座圖反映射完成的是將 32 個矢量端點分別映射成為 0, 1, 2, …, 31 起對應關系, 與映射時相同。2, 177。1, 177。9) ,(177。7, 177。 32QAM 星座圖映射完成將 0, 1, 2, …, 31 這 32 個數字分別轉換為 32QAM 星座圖中的 32 個矢量端點的坐標, 這些矢量點的實部和虛部分別由177。9) , (177。2，0 為判決電平，則將會將延遲產生的直流誤判為+1 或1。7 映射成為 0，1，2，3，4，5，6，7；其對應關系分別與星座圖映射時相同。5,177。3 組成的數據。3,…，177。 具有矩形星座圖信號的調制與解調 具有矩形星座圖的信號調制 輸入數據序列經串/并變換分成 I,Q 兩路，再經 2L 電平變換及星座圖映射，形成 Xk，Y k。)1(,.3??L解調判決時，采用判決電平 m，此判決電平取在信號電平間隔的中點值，?即 m=0, 2， 4，…， (L2)為判決電平時若 Xnm,則 =0；Xn m，則 =1。 圖 16QAM、32QAM、64QAM、128QAM 解調后初始星座圖由圖 可知，當 M=16 或 64 時星座圖為矩形，而 M=32 或 128 時則為十字形。QAM 信號的結構不僅影響到已調信號的功率譜特性，還影響到已調信號的解調及性能。解調器根據星座圖及接收到載波信號的幅度和相位來判斷發(fā)送端發(fā)送的信息比特。 Cn、d n 決定了已調 QAM 信號在信號空間中的坐標點。但當 達到一定之后， 升???高，Pe 將大大降低。 (215)????20 0123431Mav avbPQENQkEN?????????其中 Eavb/N0 是每比特的平均信噪比。在這些條件下兩個相關器的輸出分別為： (27)?sinco1mnAr??? (28)i2 其中 (29)dtgtTTcc)(0? (210)ttnTTss)(210?噪聲分量是均值為 0，方差為 的互不相關的高斯隨機變量。利用 PAM 分別調制兩個正交載波可得到矩形信號星座。2 ，177。 QAM 信號采取正交相干解調的方法解調。這里主要討論數字信號的 QAM，雖然模擬信號 QAM 也有很多應用，例如 NTSC 和 PAL 制式的電視系統(tǒng)就利用正交的載波傳輸不同的顏色分量。當采樣點數不夠時,得到的星座圖是比較分散,在隨著點數的增多,星云圖的密集程度越高,得到的效果越好,但是也不能無限制的增加,這樣會使輸出波形模糊不清,所需要的時間也會很長,同時要調整采樣速率大小,從而得到最佳效果。 正交幅度調制(QAM)方式利用兩路正交的載波信號對兩路數字信號 (由一路信號經串—并變換分離出的兩路數字信號)分別進行幅度調制，然后在同一信道中傳輸。這樣與只作幅度調制(AM)相比，其頻譜利用率高出一倍 [2]。由上可見，QAM 作為一種數字信號的調制方式，在數字電視中發(fā)揮著重要作用。所以說 COFDM 實質上就是首先將高碼率的串行數據流變成Ⅳ個低碼率的并行數據流，并對Ⅳ個彼此正交的載波分別調制和發(fā)送，它是把多個載波緊密而高效地聯系起來，相互沒有干擾。8VSB 系統(tǒng)加入了 的導頻信號，用于輔助載波恢復，同時加入了段同步信號，用于系統(tǒng)同步和時鐘信道編碼糾錯保護措施。正交振幅調制 QAM(Quadrature Amplitude Modulation )就是一種頻譜利用率很高的調制方式，其在中、大容量數字微波通信系統(tǒng)、有線電視網絡高速數據傳輸、衛(wèi)星通信系統(tǒng)等領域得到了廣泛應用。于是 1977 年提出了受控調頻(TFM)，它是由相關編碼器和頻率調制所組成的，相關編碼器改變了數據的概率分布，從而改變了基帶信號的頻譜，它的作用相當于一個濾波器。 QAM 的背景20 世紀 50 年代末出現了二相相移鍵控(2PSK)，之后，為了提高信道的頻帶利用率，又提出四相相移鍵控(QPSK)。20 世紀 60 年代以來，在對流層散射通信和短波通信中，為了解決衰落現象的問題，出現了時頻調制(TFSK)和時頻相調制(TFPSK)等調制方式。數字信息有二進制和多進制之分，因此，數字調制可分為二進制和多進制調制兩種。調制過程用于通信系統(tǒng)的發(fā)端，在接收端需將已調信號還原成要傳輸的原始信號，該過程稱為解調 [1]。無線電傳播一般都采用高頻(射頻 )的另一個原因就是高頻適于天線輻射和無線傳播。多進制振幅調制時，矢量端點在一條軸上分布；多進制相位調制時，矢量點在一個圓上分布。在移動通信中，隨著微蜂窩和微微蜂窩的出現，使用信道傳輸特性發(fā)生了很大變化，過去在傳統(tǒng)蜂窩系統(tǒng)中不能應用的正交振幅調制也引起了人們的重視。實驗及仿真的結果證明，全數字正交幅度調制解調易于實現，且性能良好，是未來通信技術的主要研究方向之一，并有廣闊的應用前景。基于上述概念引出的振幅與相位結合的調制方式被稱為數字復合調制方式，一般的復合調制稱為幅相鍵控(APK)，2 個正交載波幅相鍵控稱為正交振幅調制(QAM)。如果通過調制，把調制信號的頻譜搬至高頻載波頻率，則收發(fā)天線的尺寸就可大為縮小。這種用基帶數字信號控制高頻載波，把基帶數字信號變換為頻帶數字信號的過程稱為數字調制。數字振幅調制(ASK)、數字頻率調制(FSK)和數字相位調制(PSK)是數字調制的基礎，然而這 3 種基本的數字調制方式都存在不足之處。恒定包絡調制能適應信道的非線形性，保持較小的頻譜占用率。為了徹90底解決相位突跳的問題人們很自然的會想到，相鄰碼元之間的相位變化不應該有瞬時突變，而應該在一個碼元時間內逐漸累積來完成，從而保持碼元轉換點上的相位連續(xù)。另外，人們亦不能滿足通信單一的語音服務，希望能利用移動電話進行圖像等多媒體信息的通信。作為國際上移動通信技術專家十分重視的一種信號調制方式之一，正交振幅調制(QAM)在移動通信中頻譜利用率一直是人們關注的焦點之一，隨著微蜂窩(Microcell)和微微蜂窩(Picocell)系統(tǒng)的出現，使得信道的傳輸特性發(fā)生了很大變化，接收機和發(fā)射機之間通常具有很強的支達分量，以往在蜂窩系統(tǒng)中不能應用的但頻譜利用率很高的 WAM 已經引起人們的重視，許多學者已對 16QAM 及其他變形的 QAM 在 PCN 中的應用進行了廣泛深入地研究。歐洲的 DVB—T 采用的是 COFDM(編碼正交頻分復用 )，屬于多載波調制技術，其原理框圖如圖 所示?；?8MHz 帶寬時，圖像、伴音、附加數據等的總有效數據率為，經 RS 糾錯編碼后達到 。第四章 介紹了尾隨機序列及概述了其應用。與其它調制技術相比,QAM 編碼具有能充分利用帶寬、抗噪聲能力強等優(yōu)點。QAM 的多元技術 MQAM，其中 M 值可以很大，如M=1024，即 1024QAM，其頻帶利用率大大提高，這對無線傳輸的頻帶資源是很大的節(jié)省。QAM 的相位表現在坐標上,大量的采樣可以得到不同制式信號不同的星座圖,相位與采樣周期,載波周期,載波頻率,碼元周期,觀察周期等有關。數字通信中數據常采用二進制數表示，這種情況下星座點的個數是 2 的冪。 LPF 輸出經抽樣判決可恢復出 m 電平信號 x(t)和 y(t)。根據多進制碼元與二進制碼元之間的關系，經 m/2 轉換，可將電平信號 m 轉換為二進制基帶信號 x＇(t)和 y＇(t) [3]。圖 給出了 QAM)(21kRB?1221lgM?調制器的框圖。因為相位正交分量上的信號能被相干判決極好的分離，所以易于通過PAM 的誤碼率確定 QAM 的誤碼率。它表明，把一個基帶傳輸系統(tǒng)的傳輸特性 H(w)分割為 2 /Tb 寬度，各段在( /Tb， /Tb)區(qū)間內能疊加成一個矩形π π π頻率特性，那么它在以 fb 速率傳輸基帶時，就能做到無碼間串擾 [4]。 MQAM(多電平正交調制 )調制解調原理MQAM 調制解調器的一般方框圖如圖所示。 g(t)為系統(tǒng)的單位脈沖響應，c?取幅度為 1, Xn , Yn 分別表示所要傳輸的 2 路多電平信號第 n 個碼元的值，Ts是一個碼元的持續(xù)時間， 是載波角頻率。16QAM,32QAM,64QAM,128QAM 的頻譜利用率理論值分別為4,5,6,7(單位： b/s/Hz)。即在功率利用方面，方形 16QAM 優(yōu)于星形B16QAM。每個符號可分解為 X,Y 兩個分量，常標為同相分量和正交分量，即 I,Q 分量 [7]。解調時，信號電平間隔的3,1?中點值為 m=0,m= 我們以下支路為例：若 Ynm,則 =1；Yn m,則,2???nYm?=0。每個符號用 n=log2M 個比特表示。M 具有矩形星座圖的信號解調輸入比特流串 / 并轉換L O相移 9 00L P FL P F輸出比特流2 L 電平轉換星座圖反映射多電平判決定時恢復多電平判決L P FL P F載波恢復星座圖反映射星座映射圖2 L 點平轉換2 L 點平轉換星座映射圖并 / 串轉換2 L 電平轉換星座圖反映射圖 16QAM(L=4), 64QAM(L=6)調制解調原理圖將輸入信號分成 2 路分別與本地恢復的 2 個正交載波相乘，經過低通濾波器濾掉倍頻分量得到 x(t),y(t)。4，177。1,177。(1) 16QAM 之所以以177。 具有十字形星座圖的信號的調制與解調 具有十字形星座圖的信號調制具有十字形星座圖的信號調制與具有矩形星座圖的信號調制不同的是, 輸入數據序列不能先進行 I , Q 分路后做星座圖映射 , 只能是先進行星座圖映射, 然后再 I , Q 分路。11, 177。5 組成, 但不包括 (5, 5) , ( 5, 5) , (5, 5) , ( 5, 5) 這 4 個矢量點。9, 177。然后將得到的 X k , Y k 通過預調制低通濾波器, 再分別與相互正交的 2 路載波相乘,形成 2 路 A SK 調制信號 , 最后將 2 路信號相加得到不同幅度和相位的已調 QAM 輸出信號。 128QAM 以177。3, 177。其原理如圖 所示。因此，碼間干擾就不可能完全不眠。為了辯護理解，暫不考慮噪聲的影響。并且，眼圖中央的垂線表示最佳的抽樣時刻，信號取值為 1，眼圖中央的橫豎位置為最佳的判決門限電平。第 4 章 偽隨機序列隨機噪聲在通信技術中首先是作為有損通信質量的因素受到人們重視的。直到 60 年代，偽隨機噪聲的出現才使這一困難得到解決。有一般說來，一個 n 級反饋移存器可能產生的最長周期等于(2 n1)。例如： 特征方程 (43)??21xf??僅表示 X0，X 1 和 X4 的系數 C0=C1=C4=1，其余的 Ci 為零(C 2=C3=0)。圖中數字通信發(fā)送設備和接收設備放在同一地點，利用雙向信道將發(fā)出的隨機序列轉回到本地，在比較器中將原發(fā)