【正文】 ， 3，1，1，3，5， 7 組成的數(shù)字序列。由此可見(jiàn)，I 路取值電平數(shù)為 ，即 x=177。1,177。3,…，177。L1。Q 路的取值方法與 x 完全相同。M 具有矩形星座圖的信號(hào)解調(diào)輸入比特流串 / 并轉(zhuǎn)換L O相移 9 00L P FL P F輸出比特流2 L 電平轉(zhuǎn)換星座圖反映射多電平判決定時(shí)恢復(fù)多電平判決L P FL P F載波恢復(fù)星座圖反映射星座映射圖2 L 點(diǎn)平轉(zhuǎn)換2 L 點(diǎn)平轉(zhuǎn)換星座映射圖并 / 串轉(zhuǎn)換2 L 電平轉(zhuǎn)換星座圖反映射圖 16QAM(L=4), 64QAM(L=6)調(diào)制解調(diào)原理圖將輸入信號(hào)分成 2 路分別與本地恢復(fù)的 2 個(gè)正交載波相乘，經(jīng)過(guò)低通濾波器濾掉倍頻分量得到 x(t),y(t)。再根據(jù)本地恢復(fù)時(shí)鐘進(jìn)行多電平判決， 16QAM以177。2，177。 為判決電平，判決后得到一組由177。1,177。3 組成的數(shù)據(jù)。64QAM 以177。6，177。4，177。2 ， 177。 為判決電平，判決后得到一組由177。1,177。3,177。5,177。7 組成的數(shù)據(jù)。16QAM 星座圖反映射完成的是將177。1,177。3 映射成為 0，1，2，3；64QAM 星座圖反映射完成的是將177。1,177。3, 177。5,177。7 映射成為 0，1，2，3，4，5，6，7；其對(duì)應(yīng)關(guān)系分別與星座圖映射時(shí)相同。再經(jīng)過(guò) L2 電平轉(zhuǎn)換和串并變換就可以得到輸出數(shù)據(jù)序列。其原理如圖 所示。(1) 16QAM 之所以以177。2，177。 而非177。2，0 為判決電平，是因?yàn)樵谡{(diào)制解調(diào)過(guò)程會(huì)產(chǎn)生延遲，使解調(diào)后在最初的時(shí)候產(chǎn)生直流，經(jīng)判決后為 0，這也是在看解調(diào)后的星座圖時(shí)，最初會(huì)在原點(diǎn)處有點(diǎn)出現(xiàn)，一會(huì)又消失的原因；以16QAM，32QAM 為例。若以177。2，0 為判決電平，則將會(huì)將延遲產(chǎn)生的直流誤判為+1 或1。32QAM,64QAM,128QAM 與 16QAM 在這一點(diǎn)上相同。 (2) 調(diào)制信號(hào)經(jīng)信道傳輸過(guò)程會(huì)有能量損耗，所以在解調(diào)時(shí)應(yīng)加必要的增益。 具有十字形星座圖的信號(hào)的調(diào)制與解調(diào) 具有十字形星座圖的信號(hào)調(diào)制具有十字形星座圖的信號(hào)調(diào)制與具有矩形星座圖的信號(hào)調(diào)制不同的是, 輸入數(shù)據(jù)序列不能先進(jìn)行 I , Q 分路后做星座圖映射 , 只能是先進(jìn)行星座圖映射, 然后再 I , Q 分路。否則會(huì)導(dǎo)致某些失量端點(diǎn)無(wú)法扣除, 即在 32QAM 中會(huì)有 (177。5, 177。5) 這多余的 4 個(gè)點(diǎn), 在 128QAM 中會(huì)有(177。9, 177。9) , (177。9, 177。11) , (177。11, 177。9) , (177。11, 177。11)這多余的 16 個(gè)點(diǎn)無(wú)法扣除。其實(shí)現(xiàn)如下: 輸入數(shù)據(jù) 2 L 電平變換, L = log2M , 對(duì)與 32QAM 或 128QAM 而言, L 為 5 或 7, 此時(shí)的輸出值的范圍為0,1, 2, …, 31 或 0, 1, 2, …, 127 。 32QAM 星座圖映射完成將 0, 1, 2, …, 31 這 32 個(gè)數(shù)字分別轉(zhuǎn)換為 32QAM 星座圖中的 32 個(gè)矢量端點(diǎn)的坐標(biāo), 這些矢量點(diǎn)的實(shí)部和虛部分別由177。1, 177。3, 177。5 組成, 但不包括 (5, 5) , ( 5, 5) , (5, 5) , ( 5, 5) 這 4 個(gè)矢量點(diǎn)。對(duì)于 128QAM 而言, 則是將 0, 1, 2, …, 127 這 128 個(gè)數(shù)字分別轉(zhuǎn)換為 128QAM 星座圖中的 128 個(gè)矢量端點(diǎn)的坐標(biāo), 這些矢量點(diǎn)的實(shí)部和虛部分別由177。1, 177。3, 177。5, 177。7, 177。9, 177。11 組成, 但不包括 (177。9, 177。9) , (177。9, 177。11) , (177。11, 177。9) ,(177。11, 177。11) 這 16 個(gè)矢量點(diǎn)。然后將得到的 X k , Y k 通過(guò)預(yù)調(diào)制低通濾波器, 再分別與相互正交的 2 路載波相乘,形成 2 路 A SK 調(diào)制信號(hào) , 最后將 2 路信號(hào)相加得到不同幅度和相位的已調(diào) QAM 輸出信號(hào)。2.. 具有十字形星座圖的信號(hào)解調(diào)此過(guò)程恰為調(diào)制的逆過(guò)程, 他將輸入信號(hào)分成 2 路分別與本地恢復(fù)的 2 個(gè)正交載波相乘, 經(jīng)過(guò)低通濾波器濾掉倍頻分量得到 x (t) , y (t) , 再根據(jù)本地恢復(fù)的時(shí)鐘進(jìn)行多電平判決, 32QAM 以177。4, 177。2, 177。0 為判決電平 , 判決后得到一組由177。1, 177。3, 177。5 組成的數(shù)據(jù)。 128QAM 以177。10, 177。8, 177。6, 177。4, 177。2, 177。0 為判決電平, 判決后得到一組由177。1, 177。3, 177。5, 177。7, 177。9, 177。11 組成的數(shù)據(jù) 1 然后進(jìn)行 I , Q 合路以形成星座圖。 32QAM 星座圖反映射完成的是將 32 個(gè)矢量端點(diǎn)分別映射成為 0, 1, 2, …, 31 起對(duì)應(yīng)關(guān)系, 與映射時(shí)相同。 128QAM 星座圖反映射完成的是將 128 個(gè)矢量端點(diǎn)分別映射成為 0, 1, 2, …, 127 起對(duì)應(yīng)關(guān)系, 與映射時(shí)相同。 再經(jīng)過(guò) 2L 電平轉(zhuǎn)換和串并變換就可以得到輸出數(shù)據(jù)序列。其原理如圖 所示。此外,32QAM 或 128QAM 也可以用與 16QAM 或 64QAM 相同的解調(diào)方法 [9]。輸入比特流2 L 電平轉(zhuǎn)換星座圖映射L O相移 9 00L P FL P F輸出比特流2 L 電平轉(zhuǎn)換星座圖反映射多電平判決定時(shí)恢復(fù)多電平判決L P FL P F載波恢復(fù)IQIQ圖 32QAM(L=5),128QAM(L=7)調(diào)制解調(diào)原理圖6 8 1 0 1 2 1 4 1 6 1 8 2 0 2 26 E 21 E 21 E 31 E 41 E 51 E 6圖 64QAM 在加性高斯白噪聲條件下的誤碼率32QAM 或 128QAM 調(diào)制解調(diào)原理如圖 所示。此外，32QAM 或128QAM 也可以用與 16QAM 或 64QAM 相同的解調(diào)方法。 結(jié)語(yǔ)多進(jìn)制正交振幅調(diào)制(MQAM)是在中、大容量數(shù)字微波通信系統(tǒng)大量使用的一種載波鍵控方式。MQAM 是對(duì)載波的振幅和相位同時(shí)進(jìn)行調(diào)制的一種復(fù)合的調(diào)制形式，他同時(shí)利用了載波的幅度和相位來(lái)傳遞信息比特。通過(guò)仿真，可以看到本文提出的全數(shù)字 QAM 全數(shù)字調(diào)制與解調(diào)方式頻譜利用率較高，在調(diào)制的進(jìn)制數(shù)較高時(shí)，信號(hào)矢量集的分布也比較合理，同時(shí)實(shí)現(xiàn)起來(lái)也比較方便且性能良好。第 3 章 正交振幅調(diào)制解調(diào)眼圖分析一個(gè)實(shí)際的基地傳輸系統(tǒng)，盡管經(jīng)過(guò)了十分精細(xì)的設(shè)計(jì)，但要使其傳輸特性完全符合理想情況是困難的，甚至是不可能的。因此，碼間干擾就不可能完全不眠。經(jīng)討論可知，碼間干擾問(wèn)題與發(fā)送濾波器特性、信道特性、接收濾波器特性等因素有關(guān)，因而計(jì)算由于這些因素所引起的誤碼率就非常困難，尤其在信道特性不能完全確知的情況下，甚至得不到一種合適的定量分析方法。在碼間干擾和噪聲同時(shí)存在的情況下，系統(tǒng)性能的定量分析，就是想得到一個(gè)近似的結(jié)果都非常復(fù)雜的。但是我們能夠通過(guò)利用試驗(yàn)的手段方便的估計(jì)系統(tǒng)的性能。這一實(shí)驗(yàn)的方法的具體做法是：用一個(gè)示波器跨接在接收器的輸出端，然后調(diào)整示波器水平掃描周期，是其余接收碼元的周期同步。這時(shí)就可以從示波器顯示器的圖形上，觀察出碼間干擾和噪聲的影響，從而估計(jì)出系統(tǒng)性能的優(yōu)劣程度。所謂眼圖是指示波器的這種圖形，因?yàn)樵趥鬏敹M(jìn)制信號(hào)波形時(shí)，它很像人的眼睛?，F(xiàn)在解釋一下這種觀察方法。為了辯護(hù)理解，暫不考慮噪聲的影響。在無(wú)噪聲存在的情況下，一個(gè)二進(jìn)制的基帶系統(tǒng)將在接收濾波器輸出端得到以基帶脈沖的序列。如果基帶傳輸特性是無(wú)碼間干擾的，則將得到如圖所示的基帶脈沖序列；如果基帶傳輸是有碼間干擾的，則得到的基帶脈沖序列如圖 所示[10]。信號(hào)波形 眼圖圖 基帶信號(hào)波形及眼圖現(xiàn)用示波器先觀察圖 (a)波形，并將示波器掃描周期調(diào)整到碼元的周期T，這是圖 (a)中的每一個(gè)碼元將重疊在一起。盡管圖 (a)波形并不是周期的(實(shí)際是隨機(jī)的) ，但由于熒光屏的余輝作用，仍將若干碼元重疊并顯示圖形。顯然，由于圖 (a)波形是無(wú)碼間干擾的，因而重疊的圖形都完全重合，故示波器顯示的軌跡線又細(xì)又清晰，如圖 (c)所示。當(dāng)我們觀察圖 (b)波形時(shí)，由于存在碼間干擾，示波器的掃描基線就不完全重合，于是形成的線跡較粗而且也不清晰，如圖 (d)所示。從圖 (c)和 (d)可以看到，當(dāng)波形無(wú)碼間干擾時(shí)，眼圖像一只完全張開(kāi)的眼睛。并且，眼圖中央的垂線表示最佳的抽樣時(shí)刻，信號(hào)取值為 1，眼圖中央的橫豎位置為最佳的判決門限電平。當(dāng)波形存在碼間?干擾時(shí)，在抽樣時(shí)可得到的信號(hào)取值不再等于 1，而分布在比 1 小或比1 大的?附近，因而，眼圖將部分地閉合。由此可見(jiàn)，眼圖的眼睛張開(kāi)大小將反映著碼間干擾的強(qiáng)弱。 當(dāng)存在噪聲時(shí)，噪聲疊加在信號(hào)上，因而，眼圖的線跡更不清晰，于是眼睛張開(kāi)就更小。不過(guò)，應(yīng)該注意，從圖形上并不能觀察到隨機(jī)噪聲的全部形態(tài)，例如出線機(jī)會(huì)少大幅度噪聲，由于它在示波器上一晃而過(guò)，因而用人眼使館產(chǎn)不到的。所以，在示波器上只能大致估計(jì)噪聲的強(qiáng)弱。為了說(shuō)明眼圖和系統(tǒng)性能之間的關(guān)系，我們八眼圖簡(jiǎn)化為一個(gè)模型，如圖 所示 [1]。圖 眼圖的模型 該圖表述下列意思：(1)最佳抽樣時(shí)刻應(yīng)是眼圖張開(kāi)的最大時(shí)刻；(2)對(duì)定時(shí)誤差的靈敏度可由眼圖的斜邊之斜率決定，斜率越陡，對(duì)定時(shí)誤差就越靈敏； (3)圖的陰影區(qū)的垂直高度表示信號(hào)幅度畸變范圍；(4)圖中央的橫軸位置應(yīng)對(duì)應(yīng)判決門限電平；(5)在抽樣時(shí)刻上，上下兩圖陰影區(qū)的間隔距離之半為噪聲容限(或稱噪聲邊際) ，即若噪聲瞬時(shí)值超過(guò)這個(gè)容限，則就可能發(fā)生錯(cuò)誤判決。第 4 章 偽隨機(jī)序列隨機(jī)噪聲在通信技術(shù)中首先是作為有損通信質(zhì)量的因素受到人們重視的。信道中存在的隨機(jī)噪聲會(huì)使模擬信號(hào)產(chǎn)生失真，或是數(shù)字信號(hào)解調(diào)后出現(xiàn)誤碼；同時(shí)，他還是限制信道容量的一個(gè)重要因素。因此，人們最早是企圖設(shè)法消除或減少通信息系統(tǒng)中的隨機(jī)噪聲。但是，有時(shí)人們也希望獲得隨機(jī)噪聲。例如，在實(shí)驗(yàn)室中對(duì)通信設(shè)備或系統(tǒng)進(jìn)行測(cè)試時(shí)，有時(shí)要故意加入一定的隨機(jī)噪聲，這是則需要產(chǎn)生它。早在 20 世紀(jì) 40 年代末，香農(nóng)(Shannon)就曾指出，在某些情況下，為了實(shí)現(xiàn)最有效的通信，應(yīng)采用具有白噪聲的統(tǒng)計(jì)特性的信號(hào)。另外，為了實(shí)現(xiàn)高可靠的保密通信，也希望能夠利用隨機(jī)噪聲。然而，利用隨機(jī)噪聲的最大困難是它難以重復(fù)產(chǎn)生和處理。直到 60 年代，偽隨機(jī)噪聲的出現(xiàn)才使這一困難得到解決。偽隨機(jī)噪聲具有類似于隨機(jī)噪聲的一些統(tǒng)計(jì)特性，同時(shí)又便于重復(fù)產(chǎn)生和出理。由于胎具有隨機(jī)噪聲的優(yōu)點(diǎn)，又避免了它的缺點(diǎn)，因此獲得了廣泛的實(shí)際應(yīng)用。目前廣泛應(yīng)用的偽隨機(jī)噪聲都是由數(shù)字電路產(chǎn)生的周期序列(經(jīng)濾波等處理) 得到的。我將這種周期序列稱為偽隨機(jī)序列。產(chǎn)生偽隨機(jī)序列的電路為一反饋移存器。它又分為線形反饋移存器和非線性反饋移存器兩類。有線性反饋移存器產(chǎn)生的周期最長(zhǎng)的二進(jìn)制數(shù)字序列稱為最大長(zhǎng)度線性反饋移存器序列，通常簡(jiǎn)稱為 m 序列。有一般說(shuō)來(lái)，一個(gè) n 級(jí)反饋移存器可能產(chǎn)生的最長(zhǎng)周期等于(2 n1)。Cn 1c2c1an 1an 2a1a0Cn= 1C0= 1輸出圖 線性反饋移位寄存器圖 中是一個(gè)一般的線性反饋移存器的組成，圖中一級(jí)移存器的狀態(tài)用ai 表示，a i =0 或 1， 為整數(shù)。反饋線的連接狀態(tài)用 Ci 表示，C i =1 表示此線接i通(參加反饋 )，C i=0 表示此線斷開(kāi)。反饋線的連接不同，就可能改變此移存器輸出序列的周期 P。一般來(lái)說(shuō)，對(duì)于任意狀態(tài) ak，有遞推公式： = (41)kani1ic???它給出移位輸入 ak 與移位前各級(jí)狀態(tài)的關(guān)系。上式中求和為按模 2 運(yùn)算。Ci 的取值決定了移位寄存器的反饋連接和序列的結(jié)構(gòu)，將它用方程可表示為： (42)??n201i0ixfcxcx?????該方程成為特征方程(或特征多項(xiàng)式)。式中 Xi 僅指明其系數(shù) (1 或 0)代表 Ci 的值X 本身的取值并無(wú)實(shí)際意義，也無(wú)需計(jì)算 X 的值。例如： 特征方程 (43)??21xf??僅表示 X0，X 1 和 X4 的系數(shù) C0=C1=C4=1，其余的 Ci 為零(C 2=C3=0)。同理，可將反饋移位寄存器的相輸出序列{a k}用代數(shù)方程表示為: 稱為母函數(shù)。 (44)??n201k0xGaxax??????偽隨機(jī)序列應(yīng)用于誤碼率的測(cè)量，在數(shù)字通信中誤碼率是一項(xiàng)主要指標(biāo)。在實(shí)際測(cè)量數(shù)字通信系統(tǒng)的誤碼率時(shí)，一般說(shuō)來(lái)，測(cè)量結(jié)果與信源送出信號(hào)的統(tǒng)計(jì)特性有關(guān)。通常認(rèn)為二進(jìn)制信號(hào)中 0 和 1 是以等概率隨機(jī)出現(xiàn)的。所以測(cè)量誤碼利率是最理想的信源是隨機(jī)序列產(chǎn)生器。這樣測(cè)量的結(jié)果，我們認(rèn)為是符合實(shí)際運(yùn)用的情況。但是，用真正的隨機(jī)序列產(chǎn)生器進(jìn)行測(cè)試時(shí)，只適宜于閉環(huán)線路的測(cè)試，如圖 所示。圖中數(shù)字通信發(fā)送設(shè)備和接收設(shè)備放在同一地點(diǎn)，利用雙向信道將發(fā)出的隨機(jī)序列轉(zhuǎn)回到本地，在比較器中將