【正文】 R Studio 4 和 Proteus仿真軟件。實際電路如圖 圖 實際驅動電路 過零檢測電路 由于頻率檢測和相位調整的需要，要對正弦波進行過零檢測以產生觸發(fā)脈沖。 自舉二極管的選擇：自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。假定在 1S 關斷期間 2C 已充到足夠的電壓（ 1CV ≈ VCC）。50V/ns， 15V 下靜態(tài)功耗僅 116mW；輸出的電源端（腳 3,即功率器件的柵極驅動電壓）電壓范圍 10～ 20V；邏輯電源電壓范圍（腳 9） 5～ 15V，可方便地與 TTL， CMOS 電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有177。每個與非門再由兩個非門來擴展成兩路輸出，以組成 4 路 SPWM 控制全橋逆變電路。 第 20 頁 共 50 頁 關于 SPWM 的開關頻率 SPWM 調制后的信號中除了含有調制信號和頻率很高的載波頻率及載波倍頻附近的頻率分量之外，幾乎不含其它諧波，特別是接近基波的低次諧波。為了使一相的波形正、負半周鏡對稱，同時使三相輸出波形嚴格對稱，載波比 n應取為 3 的整數(shù)倍的奇數(shù)。 （ 1）異步調制 在異步調制方式中，調制信號頻率變化時，通常保持載波頻率固定不變，因而載波比 m是變化的。一般將正弦調制波的幅值與三角載波的峰值之比定義為調制度 M(亦稱調制比或調制系數(shù) )。 已知，開關管承受的最高電壓 48?MAXU V，若取一定的裕量，則開關管的額定電壓 第 18 頁 共 50 頁 為 2～ 3 倍 MAXU ；由于允許最大并網電流為 ?MAXOIA，則低壓側的最大 輸出 電流28??MAXOI A， 平均電流 562 ???? MAXOd II A， 若取取一定的裕量，則 開關管的額定電流為～ 2倍 dI? 。 （圖 ） ： 圖 并聯(lián)諧振式逆變電路工作波形 dt 為觸發(fā)引前時間 ： (36) Oi 超前于 Ou 的時間為 ： (37) 表示為電角度 ： (38) 第 17 頁 共 50 頁 其中， ? 為電路工作角頻率； ? 、 ? 分別是 ?t 、 ?T 對應的電角度 。 2VT 、 3VT 電流有一個增大過程。因功率因數(shù)很低，故并聯(lián) C。 （ 2） 交流輸出電流為矩形波，輸出電壓波形和相位因負載不同而不同。 Ou 波形同 圖 （ b）。 電壓型逆變電路 電壓型逆變電路的主要特點： （ 1） 直流側為電壓源，或并聯(lián)有打電容，相當于電壓源。 AVCC 與 VCC 之間的偏差不能超過177。單端電壓輸入以 0V (GND)為基準。但是 如果 PWM 基頻不斷變化 (通過改變 TOP 值 )，OCR1A 的雙緩沖特性使其更適合于這個應用。這些中斷標志位可用來在每次計數(shù)器達到 TOP 或 BOTTOM 時產 生中斷。具體的時序圖為圖 。工作于反向輸出比較時則正好相反。 要注意的是外部事件的最大時間間隔不能超過計數(shù)器的分辨率。 第 12 頁 共 50 頁 普通模式： 普通模式 (WGM13:0=0)為最簡單的工作模式。通過設置 MCU 控制寄存器 MCUCR 與 MCU 控制與狀態(tài)寄存器 MCUCSR，中斷可以由下降沿、上升沿，或者是低電平觸發(fā) (INT2 為邊沿觸發(fā)中斷 )。 （ 4） 具有獨立振蕩器的實時計數(shù)器 RTC。 公共母線 圖 單級隔離式 DC AC 逆變并網控制器 公共母線 DC AC 圖 多級隔離式 DC DC 逆變并網控制器 第 9 頁 共 50 頁 方案控制策略 光伏發(fā)電并網如同一個恒壓源（電網）與一個電流源（并網逆變器）并聯(lián)。 為了能與公共電網并網，還應該加入頻率和相位跟蹤功能。 （ 4） 當 RS=RL=30Ω 時， DCAC變換器的效率 ?≥ 60%。 第 7 頁 共 50 頁 2 方案 設計 設計就是根據題目的要求而對硬件和軟件進行規(guī)劃，并選擇最合適的硬件電路和軟件程序來達到目的。 SPWM 波形由單片機的程序發(fā)生，其是整個設計的核心電路 。 由于 光伏發(fā)電與傳統(tǒng)發(fā)電方式不一樣，它的功率是隨著著光照而改變的，在短時間內的變化也是不定的，同時存在功率的突變的問題（即需要孤島效應偵測的原因）。 由于最高效率的提升已經沒有 多大的空間，所以現(xiàn)在更加關注的是如何提高在低功率時變換器的效率。當早晨陽光由弱變強時，群控器隨機先選中一臺逆變器投入運行，當?shù)谝慌_逆變器接近滿載時再投入一臺逆變器，同時群控器通過指令將逆變器負載均分。 理想光伏電池的 shR 很大 ， 可近似為無窮大 。 其中 ，德國以 的安裝量仍穩(wěn)居世界各國首位。 光伏發(fā)電的成本在逐年下降。 如果結合飛速發(fā)展的單片機技術，可以研究出低成本的光伏并網發(fā)電 控制器 ，適合小容量的光伏發(fā)電廠的應用。 MPPT control。s largest producer of photovoltaic cells accounted for one third of global production, while China to install solar cells is only 160MWp, only 4% of the national output of the year, only the world39。截止到 20xx 年底，我國光伏發(fā)電累計裝機容量也只有300MW。其可以作為獨立電源供電，也可以并網發(fā)電，具有很高的靈活性。通過對相位跟蹤方法的研究，最終采用軟件鎖相環(huán)技術來進行并網相位跟蹤控制；采用等面積算法實現(xiàn) SPWM 控制；分析了多種最大功率點跟蹤（ MPPT）方法，著重分析了擾動觀察法的算法；同時 ,并應用數(shù)字采樣實現(xiàn)逆變器欠壓、過流保護。 It39。隨著國家加大對光伏產業(yè)的扶持力度，光伏產業(yè)得到了飛速發(fā)展，使光伏發(fā)電的成本進一步的降低，達到了可規(guī)模應用的范圍 （如 上海崇明前衛(wèi)村太陽能光伏電站 ） 。 為此， 我國在 哥本哈根世界氣候大會提出了到 20xx 年實現(xiàn)單位國內生產總值能源消耗比 20xx 年降低 20%左右、到 20xx 年努力實現(xiàn)森林覆蓋率達到 20%、 2020 年可再生能源在能源結構中的比例爭取達到 16%等一系列目標 ?？傊?，隨著光伏發(fā)電成本的下降，實現(xiàn)平價上網已經為期不遠了。 因此，研究光伏發(fā)電并網技術具有廣闊的前景和實際的經濟價值。 (a)多方陣組合式 （ b）多方陣協(xié)作式 圖 新型拓撲結構 多方陣組合式拓撲：由若干個太陽能電池方陣經過各自的 DCDC 環(huán)節(jié)輸出到同一條直流母線上，作為同一個逆變器的輸入。從而大大增加系統(tǒng)的運行可靠性。其中主要集中在最大功率點跟蹤（ MPPT）、并網控制技術、并網功率因數(shù)矯正、市電并聯(lián)控制、孤島效應偵測與保護技術等。設計過程中最關鍵的兩個 部分：系統(tǒng)硬件的設計和控制軟件的編寫。因為所有的控制都是基于數(shù)字控制。 本次設計的具體要求 隨著能源危機的進 一步加劇和光伏系統(tǒng)并網發(fā)電成本的持續(xù)降低 ，光伏并網發(fā)電技術應用越來越廣泛， 設計并制作 一個 48 伏直流電 并網發(fā)電模擬 裝置。 ） A。在效率上而言 ，高頻升壓變壓器的效率 一般可達 90%以上，而工頻升壓器則看其容量而定，大容量的可達 90%以上，小容量的則只有 50%左右。微處理器 。 （ 1） 中斷介紹 表 單片機的中斷源 向量號 程序地址 中斷源 中斷定義 1 $000 RESET 外部引腳電平引發(fā)的復位，上電復位，掉電檢測復位，看門狗復位，以及 JTAG AVR 復位 第 11 頁 共 50 頁 2 $002 INT0 外部中斷請求 0 3 $004 INT1 外部中斷請求 1 4 $006 TIMER2 COMP 定時器 /計數(shù)器 2 比較匹配 5 $008 IMER2 OVF 定時器 /計數(shù)器 2 溢出 6 $00A TIMER1 CAPT 定時器 /計數(shù)器 1事件捕捉 7 $00C TIMER1 COMPA 定時器 /計數(shù)器 1 比較匹配 A 8 $00E TIMER1 COMPB 定時器 /計數(shù)器 1 比較匹配 B 9 $010 TIMER0 OVF 定時器 /計數(shù)器 0 溢出 10 $012 TIMER1 OVF 定時器 /計數(shù)器 1 溢出 11 $014 SPI, STC SPI 串行傳輸結束 12 $016 USART, RXC USART， Rx 結束 13 $018 USART, UDRE USART 數(shù)據寄存器空 14 $01A USART, TXC USART， Tx 結束 15 $01C ADC ADC 轉換結束 16 $01E EE_RDY EEPROM 就緒 17 $020 ANA_COMP 模擬比較器 18 $022 TWI 兩線串行接口 19 $024 INT2 外部中斷請求 2 20 $026 TIMER0 COMP 定時器 /計數(shù)器 0 比較匹配 21 $028 SPM_RDY 保存程序存儲器內容就緒 外部中斷使用說明： 外部中斷通過引腳 INT0、 INT1 與 INT2 觸發(fā)。 下面著重介紹 16 為定時器的使用。但由于定時器中斷服務程序能夠自動清零 TOV1，因此可以通過軟件提高定時器的分辨率。與相位修正模式類似，相頻修正 PWM 模式基于雙斜坡操作。最小分辨率為 2 比特 (ICR1 或 OCR1A 設為 0x0003)，最大分辨率為 16位 (ICR1 或OCR1A 設為 MAX)。比較匹配發(fā)生時， OC1x 中斷標志將被置位。因此輸出脈沖為對稱的，確保了頻率是正確的。輸出的 PWM 頻率可以通過如下公式計算得到： T O PN ff c lkO C R x P F C P W M *2? (32) 變量 N 代表分頻因子 ( 6 256 或 024)。 如果使用 200x 增益，可得到 7 位分辨率。逆變電路根據直流側電源性質不 同可以分為兩類：直流側是電壓源的稱為電壓型逆變電路；直流側為電流源的稱為電流型逆變電路。 我們只采用單相全橋結構不考慮半橋的情況 。 電流型逆變電路 直流電源為電流源的逆變電路 —— 電流型逆變電路。1VT 、 4VT 和 2VT 、 3VT 以 1000～ 2500Hz 的中頻輪流導通，可得到中頻交流電。 t1t2： 1VT 和 4VT 穩(wěn)定導通階段， dO Ii ? ， 2t 時刻前在 C 上建立了左正右負的電壓。 Oi 在 3t 時刻，即 21 VTVT ii ? 時刻過零， 3t 時刻大體位于 2t 和 4t 的中點。 為了能實現(xiàn)并網 ， 則逆變橋 在最小電壓 25V 輸入仍能通過變壓器升壓到 312V 的幅值。 SPWM 即正弦波脈寬調制，其脈沖寬度按正弦波規(guī)律變化和正弦波等效。 而單極性則不存在此類問題。因此，在采用異步調制方式時的高頻段，希望盡量提高載波頻率。在輸出頻率的低頻段采用較高的載波比，以使載波頻率不致過低而對負載產生不利影響。因此，選擇適當開關頻率非常重要。它兼有光耦隔離（體積?。┖碗姶鸥綦x（速度快）的優(yōu)點，是中小功率變換裝 置中驅動器件的首選品種。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設計，可以大大減少驅動電源的數(shù)目，三相橋式變換器，僅用一組電源即可。如此循環(huán)反復。 其相關參數(shù) gQ =72nC。 當 AD 的參考電壓為 +5V，則 被測電量的最大允許值要相應地轉換成小于 +5V 的 AD 輸入信號，這樣才能實現(xiàn)過流，過壓保護。鎖相環(huán)就是一個閉環(huán)的相位控制系統(tǒng)，能夠自動跟蹤輸入信號的頻 率和相位。其基本組成如圖 所示，在電網電壓正常時，則選用電網電壓過零信號作為同步信號來做頻率修正和檢測相位差再來做 鎖相過程的超調量與鎖相速度之間存在矛盾，為了既保證并網逆變器的穩(wěn)定性又保證鎖相的快速性，必須選擇合適的算法，下面先介紹兩種較常見的基本的算法。鑒相器的輸入是市電電壓的采樣信號 acV和 VCO 的輸出 outV ，鑒相器的輸出為誤差信號，該信號為和 outV 相位差的線性函數(shù)。當測量交流電量時，需要使 用峰值保持器，整流橋的壓降通過軟件來補償。 由 )(21 ??? VC CQC g 得： 41)(72*21 ????C nf 因此自舉電容應 47nf。（ gQ 為 IGBT 充分導通時所需要的柵電荷） 。圖中 1C 、 1D