【正文】 lls is only 160MWp, only 4% of the national output of the year, only the world39。對于控制技術的研究是本文的重點。截止到 20xx 年底，我國光伏發(fā)電累計裝機容量也只有300MW。相對于風能、潮汐能、生物能、地熱能等可再生綠色能源光伏發(fā)電具有獨特的優(yōu)勢。其可以作為獨立電源供電，也可以并網(wǎng)發(fā)電，具有很高的靈活性。 說明我國光伏發(fā)電還處于初始階段，光伏并網(wǎng)發(fā)電技術研究開發(fā)極具意義和經(jīng)濟價值。通過對相位跟蹤方法的研究，最終采用軟件鎖相環(huán)技術來進行并網(wǎng)相位跟蹤控制；采用等面積算法實現(xiàn) SPWM 控制；分析了多種最大功率點跟蹤（ MPPT）方法，著重分析了擾動觀察法的算法；同時 ,并應用數(shù)字采樣實現(xiàn)逆變器欠壓、過流保護。s current installed capacity of % in 20xx. As of the end of 20xx, China39。 It39。 PLL。隨著國家加大對光伏產(chǎn)業(yè)的扶持力度，光伏產(chǎn)業(yè)得到了飛速發(fā)展，使光伏發(fā)電的成本進一步的降低，達到了可規(guī)模應用的范圍 （如 上海崇明前衛(wèi)村太陽能光伏電站 ） 。同時，對獨立 光伏發(fā)電也是適用的。 為此， 我國在 哥本哈根世界氣候大會提出了到 20xx 年實現(xiàn)單位國內(nèi)生產(chǎn)總值能源消耗比 20xx 年降低 20%左右、到 20xx 年努力實現(xiàn)森林覆蓋率達到 20%、 2020 年可再生能源在能源結構中的比例爭取達到 16%等一系列目標 。據(jù)統(tǒng)計， 20xx 年全球光伏發(fā)電的平均成本是 美元 /千瓦時，到 20xx 年，平均成本將下降到 美元 /千瓦時?？傊S著光伏發(fā)電成本的下降，實現(xiàn)平價上網(wǎng)已經(jīng)為期不遠了。截止到 20xx年年底，全球太陽能電池累計安裝量已達到 。 因此，研究光伏發(fā)電并網(wǎng)技術具有廣闊的前景和實際的經(jīng)濟價值。 因此在一般性的分析中 ， shs RIRU /)( ? 項可以忽略 。 (a)多方陣組合式 （ b）多方陣協(xié)作式 圖 新型拓撲結構 多方陣組合式拓撲：由若干個太陽能電池方陣經(jīng)過各自的 DCDC 環(huán)節(jié)輸出到同一條直流母線上，作為同一個逆變器的輸入。當日落時，群控器發(fā)出命令，逐臺退出逆變器。從而大大增加系統(tǒng)的運行可靠性。多級式變換器必然帶來多次的能量損耗，變壓器的存在也加大的損耗，在低功率時對效率的影響更大，于是電路拓撲朝著單級無隔離式發(fā)展。其中主要集中在最大功率點跟蹤（ MPPT）、并網(wǎng)控制技術、并網(wǎng)功率因數(shù)矯正、市電并聯(lián)控制、孤島效應偵測與保護技術等。因此 MPPT 控制對并網(wǎng) 發(fā)電的效率影響很大。設計過程中最關鍵的兩個 部分：系統(tǒng)硬件的設計和控制軟件的編寫。逆變電路采用全橋逆變電路。因為所有的控制都是基于數(shù)字控制。 硬件設計是通過對設計要求的分析，對各種元器件的了解，而得出分立元件與集成塊的某些連接方法，以達到設計的功能要求。 本次設計的具體要求 隨著能源危機的進 一步加劇和光伏系統(tǒng)并網(wǎng)發(fā)電成本的持續(xù)降低 ，光伏并網(wǎng)發(fā)電技術應用越來越廣泛， 設計并制作 一個 48 伏直流電 并網(wǎng)發(fā)電模擬 裝置。 （ 5） 當 RS=RL=30Ω 時， 輸出 電壓 uo 的 失真度 THD≤ 5%。 ） A。因此，在設計方案時主要考慮逆變器的拓撲結構（如 圖 ） 。在效率上而言 ，高頻升壓變壓器的效率 一般可達 90%以上，而工頻升壓器則看其容量而定，大容量的可達 90%以上，小容量的則只有 50%左右。其控制目標是：控制逆變電路輸出的交流電流為穩(wěn)定的高質(zhì)量的正弦波，光伏發(fā)電并網(wǎng)控制與常規(guī)的逆變器控制不同的是： （ 1） 逆變器的輸出端連接電網(wǎng)，電網(wǎng)是一個擾動量； （ 2） 作為被控量 的并網(wǎng) 電流 必須 與電網(wǎng)同頻同相。微處理器 。 （ 5） 四通道 PWM。 （ 1） 中斷介紹 表 單片機的中斷源 向量號 程序地址 中斷源 中斷定義 1 $000 RESET 外部引腳電平引發(fā)的復位，上電復位，掉電檢測復位，看門狗復位，以及 JTAG AVR 復位 第 11 頁 共 50 頁 2 $002 INT0 外部中斷請求 0 3 $004 INT1 外部中斷請求 1 4 $006 TIMER2 COMP 定時器 /計數(shù)器 2 比較匹配 5 $008 IMER2 OVF 定時器 /計數(shù)器 2 溢出 6 $00A TIMER1 CAPT 定時器 /計數(shù)器 1事件捕捉 7 $00C TIMER1 COMPA 定時器 /計數(shù)器 1 比較匹配 A 8 $00E TIMER1 COMPB 定時器 /計數(shù)器 1 比較匹配 B 9 $010 TIMER0 OVF 定時器 /計數(shù)器 0 溢出 10 $012 TIMER1 OVF 定時器 /計數(shù)器 1 溢出 11 $014 SPI, STC SPI 串行傳輸結束 12 $016 USART, RXC USART， Rx 結束 13 $018 USART, UDRE USART 數(shù)據(jù)寄存器空 14 $01A USART, TXC USART， Tx 結束 15 $01C ADC ADC 轉換結束 16 $01E EE_RDY EEPROM 就緒 17 $020 ANA_COMP 模擬比較器 18 $022 TWI 兩線串行接口 19 $024 INT2 外部中斷請求 2 20 $026 TIMER0 COMP 定時器 /計數(shù)器 0 比較匹配 21 $028 SPM_RDY 保存程序存儲器內(nèi)容就緒 外部中斷使用說明： 外部中斷通過引腳 INT0、 INT1 與 INT2 觸發(fā)。當外部中斷使能并且配置為電平觸發(fā) ( INT0/INT1)，只要引腳電平為低，中斷就會產(chǎn)生。 下面著重介紹 16 為定時器的使用。在此模式下計數(shù)器不停地累加。但由于定時器中斷服務程序能夠自動清零 TOV1，因此可以通過軟件提高定時器的分辨率。如果事件間隔太長，必須使用定時器溢出中斷或預分頻器來擴展輸入捕捉單元的分辨率。與相位修正模式類似，相頻修正 PWM 模式基于雙斜坡操作。與單斜坡操作相比，雙斜坡操作可獲得的最大頻率要小。最小分辨率為 2 比特 (ICR1 或 OCR1A 設為 0x0003)，最大分辨率為 16位 (ICR1 或OCR1A 設為 MAX)。圖中給出了當使用 OCR1A 或 ICR1 來定義 TOP 值時的相頻修正 PWM 模式。比較匹配發(fā)生時， OC1x 中斷標志將被置位。 改變 TOP 值時必須保證新的 TOP 值不小于所有比較寄存器的數(shù)值。因此輸出脈沖為對稱的，確保了頻率是正確的。 工作于相頻修正 PWM 模式時，比較單元可以在 OC1x 引腳上輸出 PWM 波形。輸出的 PWM 頻率可以通過如下公式計算得到： T O PN ff c lkO C R x P F C P W M *2? (32) 變量 N 代表分頻因子 ( 6 256 或 024)。器件還支持 16 路差分電壓輸入組合。 如果使用 200x 增益，可得到 7 位分辨率。 。逆變電路根據(jù)直流側電源性質(zhì)不 同可以分為兩類：直流側是電壓源的稱為電壓型逆變電路；直流側為電流源的稱為電流型逆變電路。直流側的電壓基本無脈動，直流回路呈現(xiàn)低 阻抗。 我們只采用單相全橋結構不考慮半橋的情況 。半橋電路的 Ou ，幅值高出一倍 dm UU ? 。 電流型逆變電路 直流電源為電流源的逆變電路 —— 電流型逆變電路。 （ 3） 直流側電感起緩沖無功能量的作用，不必給開關器件反并聯(lián)二極管。1VT 、 4VT 和 2VT 、 3VT 以 1000～ 2500Hz 的中頻輪流導通，可得到中頻交流電。 C 和 L、 R 構成并 聯(lián)諧振電路，故此電路稱為并聯(lián)諧振式逆變電路。 t1t2： 1VT 和 4VT 穩(wěn)定導通階段， dO Ii ? ， 2t 時刻前在 C 上建立了左正右負的電壓。 4 個晶閘管全部導通，負載電壓經(jīng)兩個并聯(lián)的放電回路同時放電。 Oi 在 3t 時刻，即 21 VTVT ii ? 時刻過零， 3t 時刻大體位于 2t 和 4t 的中點。 數(shù)量分析： 忽略換流過程， Oi 可近似成矩形波，展開成傅里葉級數(shù) (39) 基波電流有效值 (310) 負載電壓有效值 OU 和直流電壓 dU 的關系（忽略 dL 的損耗，忽略晶閘管壓降 ） (311) 主逆變電路 設計分析 本次設計采用全橋逆變電路，如圖 圖 主逆變電路 在前面已經(jīng)知道 光伏電池的等效模型為電流源。 為了能實現(xiàn)并網(wǎng) ， 則逆變橋 在最小電壓 25V 輸入仍能通過變壓器升壓到 312V 的幅值。 由于沒有買到合適的型號，暫用 IRF540 代替（ 100V， 28A）。 SPWM 即正弦波脈寬調(diào)制，其脈沖寬度按正弦波規(guī)律變化和正弦波等效。 （ a） （ b） 圖 SPWM 調(diào)制波形 （ a） 單極性調(diào)制 波型 （ b）雙極性調(diào)制波型 第 19 頁 共 50 頁 在雙極性 SPWM 控制方式中，同一相上、 下兩個臂的驅動信號都是互補的。 而單極性則不存在此類問題。在調(diào)制信號的半個周期內(nèi)，輸出脈沖的個數(shù)不固定，脈沖相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱。因此，在采用異步調(diào)制方式時的高頻段，希望盡量提高載波頻率。當變換器輸出頻率很低時，因為在半周期內(nèi)輸 出脈沖的數(shù)目是固定的，所以由 SPWM 調(diào)制而產(chǎn)生的諧波頻率也相應降低。在輸出頻率的低頻段采用較高的載波比，以使載波頻率不致過低而對負載產(chǎn)生不利影響。因此， SPWM 的開關頻率愈高，諧波含量愈少。因此，選擇適當開關頻率非常重要。 SPWM 驅動電路 在功率變換裝置中，根據(jù)主電路的結構，其功率開關器件一般采用直接驅動和隔離驅動兩種方式。它兼有光耦隔離（體積?。┖碗姶鸥綦x（速度快）的優(yōu)點，是中小功率變換裝 置中驅動器件的首選品種。 5V的偏移量；工作頻率高，可達 500kHz；開通、關斷延遲小，分別為 120ns 和 94ns；圖騰柱輸出峰值電流為 2A。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設計，可以大大減少驅動電源的數(shù)目，三相橋式變換器，僅用一組電源即可。當 INH為高電平時 1MV 開通， 2MV 關斷， 1CV 加到 1S 的門極和發(fā)射極之間， 1C 通過 1MV ， 1gR 和1S 門極柵極電容 Cgc1 放電， 1gcC 被充電。如此循環(huán)反復。為了減少電荷損失，應選擇反向漏電流小的快恢復二極管 。 其相關參數(shù) gQ =72nC。 電路結構如圖 第 23 頁 共 50 頁 圖 過零檢測電路 其中，采用 10k 電阻進行電流保護，采用 5 伏穩(wěn)壓二極管進行電壓保護。 當 AD 的參考電壓為 +5V，則 被測電量的最大允許值要相應地轉換成小于 +5V 的 AD 輸入信號，這樣才能實現(xiàn)過流，過壓保護?？傮w的應用軟件設計如圖 主程序 主程序的任務是初始化各個功能模塊和分配寄存器空間、生成基準 SPWM 表格 。鎖相環(huán)就是一個閉環(huán)的相位控制系統(tǒng)，能夠自動跟蹤輸入信號的頻 率和相位。 隨著大規(guī)模集成電路發(fā)展和應用，出現(xiàn)了數(shù)字式鎖相環(huán) (DPLLDigital PLL)和將 PD、開始 分配寄存器和生成基準 SPWM 表格 初始化 I/O 口、 T/C0 定時器 T/C1 定時器和外部中斷 判斷保護位，是否置位 N 關機 Y 圖 主程序流程圖 第 27 頁 共 50 頁 VCO、可編程計數(shù)器等集成于一個 IC 的混合鎖相環(huán) (HPLLHybrid PLL)。其基本組成如圖 所示，在電網(wǎng)電壓正常時，則選用電網(wǎng)電壓過零信號作為同步信號來做頻率修正和檢測相位差再來做 鎖相過程的超調(diào)量與鎖相速度之間存在矛盾，為了既保證并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定性又保證鎖相的快速性，必須選擇合適的算法，下面先介紹兩種較常見的基本的算法。而隨著 DSP 等微處理器發(fā)展起來的軟件鎖相環(huán) (SPLL,SoftPLL)不但解決 APLL 方法的不足，而且還降低了成本，因此得到廣泛的應用。鑒相器的輸入是市電電壓的采樣信號 acV和 VCO 的輸出 outV ，鑒相器的輸出為誤差信號，該信號為和 outV 相位差的線性函數(shù)。 主程序 采用 T/C0 定時器實現(xiàn)鎖相環(huán)控制 AD 采樣程序，并實現(xiàn)欠壓、過流保護 采用 T/C1 定時器實現(xiàn)SPWM 控制 MPPT 控制 圖 應用軟件的整體設計 第 26 頁 共 50 頁 鎖相環(huán)控制 算法的 實現(xiàn) 因為逆變器并網(wǎng)工作，對逆變器不僅要求控制輸出電流值跟隨基