【正文】 可 3 達(dá)到很高的效率，同時(shí)滿足極高的性價(jià)比。 電荷泵式電壓調(diào)整器通過電容上電荷積累效應(yīng)來產(chǎn)生高于電源的輸出電壓或者負(fù)電壓。 4 LDO 線性穩(wěn)壓器的發(fā)展現(xiàn)狀 目前 ， LDO線性穩(wěn)壓器在國外經(jīng)過多年的發(fā)展 ， 其技術(shù)已經(jīng)相當(dāng)成熟。但經(jīng)過幾年的高速發(fā)展，也有一些電源芯片設(shè)計(jì)公司推 出了比較優(yōu)秀的 LDO芯片。因而在這種背景下，有必要深入研究 LDO 電路，通過對各模塊的優(yōu)化設(shè)計(jì)搭建一款具有低功耗特征的 LDO 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。 第三章從瞬態(tài)、直流、交流三方面對 LDO線性穩(wěn)壓器進(jìn)行全面分析，研究了系 5 統(tǒng)主要參數(shù)的內(nèi)在聯(lián)系與各種折衷關(guān)系。 第五章是對 LDO穩(wěn)壓器關(guān)鍵模塊電路的設(shè)計(jì)實(shí) 現(xiàn)。 6 2 LDO 線性穩(wěn)壓器的簡介 LDO線性穩(wěn)壓器 按其靜態(tài)電流來分，可分為 OmniPower、 MicroPower、NanoPower三種類型。基準(zhǔn) 偏置模塊 用來產(chǎn)生一個(gè)溫度穩(wěn)定性很高的參考電壓，它為誤差放大器、電路內(nèi)部比較器等提供電壓偏置，并且對 LDO穩(wěn)壓器輸出 高精度的直流電壓起著十分重要的作用 [7]。從圖 中可以看出由誤差放大 器、調(diào)整元件和反饋比例電阻網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成一個(gè)負(fù)反饋環(huán)路所以： 1 refout AVV A??? ? (21) 112FFFRRR? ? ? (22) 其中， A 為 LDO反饋環(huán)路的開環(huán)增益， ? 為反饋比例電阻網(wǎng)絡(luò)的反饋系數(shù)。一般 固定輸出電壓 LDO線性穩(wěn)壓器 是經(jīng)過 設(shè)計(jì)廠商 精密調(diào)整 ，輸出電壓 精度 也 很高。對采用 PMOS 管作為調(diào)整管的電路，漏失電壓為導(dǎo)通電阻 Ron 和負(fù)載電流 Iout 的乘積 : dif on outV R I?? (26) LDO線性穩(wěn)壓器的靜態(tài)電流又叫接地電流，定義為芯片不加負(fù)載時(shí)，電路正常工作時(shí)內(nèi)部消耗的電流，它等于輸入電流與輸出電流之差 [11]，即 : q in outI I I?? (27) outIin outVOUTING NDL D OoutC esrRqIinI dif?? ?? 圖 22 漏失電壓與靜態(tài)電流示意圖 9 功耗與效率 LDO線性穩(wěn)壓器的功耗 PW為： ()W in in o u t o u t in o u t o u t in qP V I V I V V I V I? ? ? ? ? ? ? ? ? (28) (28)式中，第一項(xiàng)是調(diào)整管上產(chǎn)生的功耗，第二項(xiàng)則是芯片靜態(tài)電流功耗 ，因而LDO的 工 作效率為 [12]： 100%()out outout q inVII I V? ????? (29) 式 (29)說明了 LDO線性穩(wěn)壓器的效率與漏失電壓和靜態(tài)電流有關(guān)，低漏失電壓、小靜態(tài)電流則意味著 LDO電路具有低功耗、高效率的特點(diǎn)。 負(fù)載調(diào)整率與 線性調(diào)整率 負(fù)載調(diào)整率表征了穩(wěn)壓器輸出負(fù)載大小變化對輸出電壓的影響程度，表征了負(fù)載變化而穩(wěn)壓器維持輸出在標(biāo)稱值上的能力，它 定義為： ()outIout N O M outVS VI?? ?? (210) 其中， )(NOMoutV 是標(biāo)定的輸出電壓值， outI? 為負(fù)載電流的變化量， outV? 為負(fù)載電流變化引起的輸出電壓的變化量。 LDO 的基本應(yīng)用 LDO線性 穩(wěn)壓 器 作為直流電壓轉(zhuǎn)換器，適用于多種場合的應(yīng)用。 由于 各種電池的 輸出 電壓 在工作一段時(shí)間后 都 會(huì)下降， 為了保證電池輸出電壓 的 恒定，通常都 會(huì) 在電池輸出端接入 LDO線性穩(wěn)壓器，如圖 24(b)所 示。 在某些應(yīng)用中，比如無線電通信設(shè)備 中 通常只有一 組 電池供電，但 設(shè)備中的各部分電路常常采用互相隔離的不同電壓，因此必須由多只 LDO穩(wěn)壓器供電 ，如圖24(d)所示。 13 3 LDO 系統(tǒng)架構(gòu)的設(shè)計(jì)考慮 本論文著眼于設(shè)計(jì)一款低功耗高穩(wěn)定性的 LDO線性穩(wěn)壓器，因而必須圍繞低功耗和高穩(wěn)定性兩方面對 LDO的各子模塊進(jìn)行構(gòu)思設(shè)計(jì)。 同時(shí) 由于 LDO的響應(yīng)速度決定了負(fù)載電路恢復(fù)正常工作的能力 ，因此設(shè)計(jì)出的 LDO線性穩(wěn)壓器應(yīng)該具有較好的瞬態(tài)特性。這里 esrV?是輸出電壓 的 變化在輸出電容的 ESR電阻上產(chǎn)生的壓降 并 正比于 esrR 。因此 在高速 LDO電路的設(shè)計(jì)中 常 常 需要犧牲功耗，將 Isr設(shè) 置 得 較大，以加快系統(tǒng)的響應(yīng)速度。相位裕度越大，意味著系統(tǒng)越穩(wěn)定，同時(shí)調(diào)整時(shí)間也將越長。由以上的分析 可以看到附加的高頻旁路電容 (低 ESR)減小了負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的峰值，即 tr maxV?? 和 3V? 。因?yàn)閹挼脑黾?，需要寄生極點(diǎn)對應(yīng)頻 率也相應(yīng)增加， 16 這樣就需要增大靜態(tài)電流而減小寄生極點(diǎn)的阻抗。 LDO 系統(tǒng)電路的直流研究 在 LDO線性穩(wěn)壓器的直流研究中，應(yīng)該重點(diǎn)考慮系統(tǒng)電路的負(fù)載調(diào)整率和線性調(diào)整率 這 兩項(xiàng)指標(biāo)，它們都是靜態(tài)參數(shù)，在分析時(shí)可以不考慮電路中的儲能元件[18]。 LDO 系統(tǒng)電路的交流研究 在 LDO的交流分析中，主要關(guān)注系統(tǒng)電路的電源抑制比 PSRR以及系統(tǒng)的環(huán)路增益、穩(wěn)定性 等 問題。通過 PSRR的零極點(diǎn)分析，可以得出以下結(jié)論： 19 1） 誤差放大器的直流增益 (0)OTAAV 決定了低頻段的 PSRR，直流增益越高，低頻段的 PSRR特性越好；但是高增益的放大器將會(huì)使單位增益頻率變大，可能導(dǎo)致負(fù)反饋環(huán)路穩(wěn)定性變差，因而需要與穩(wěn)定性同步考慮； 2） PSRR的第一個(gè)零點(diǎn) Z1和第一個(gè)極點(diǎn) P1分別與放大器的帶寬、環(huán)路的增益帶寬積成正比，它們應(yīng)盡可能靠近，但它們同樣對環(huán)路 的穩(wěn)定性起著相反的作用； 3） PSRR的第二個(gè)極點(diǎn) P2與輸出電容 Cout成反比，雖然增大輸出電容可以將該極點(diǎn)向前推，獲得較好的 PSRR特性，但該方法同樣可能會(huì)導(dǎo)致整個(gè)環(huán)路的不穩(wěn)定，因此在利用此方法改善 PSRR時(shí)必須同時(shí)考慮系統(tǒng)的穩(wěn)定性。但其功耗大，集成度低，無法滿足集成規(guī)模越來越大的系統(tǒng)集成要求。 調(diào)整管類型的選擇 集成穩(wěn)壓器曾先后采用了 NPN達(dá)林頓管、 NPN、 PNP、 NMOS和 PMOS管作為調(diào)整管器件，下面分別對其進(jìn)行簡單介紹 [21]。但相對較大的漏失電壓使得采用這兩者的穩(wěn)壓器不能算作低壓差的線性穩(wěn)壓器。但由于 Idrv不是輸出到負(fù)載，而是 直接輸出到地，所以采 21 用 PNP作為調(diào)整管的線性穩(wěn)壓器靜態(tài)電流相對較大。 圖 33(d)、 (e)為 MOS型調(diào)整管，由于它是壓控元件，所以在輸出電流增加時(shí)不會(huì)要求相應(yīng)的柵極驅(qū)動(dòng)電流增加，而且 MOS管的柵極阻抗極大，其柵極電流可以忽略不計(jì)。 PMOS調(diào)整管尺寸的選擇 PMOS調(diào)整管的尺寸是由芯片要求的最 大輸出電流和最小漏失電壓決定的。而且，過大尺寸的調(diào)整管給版圖設(shè)計(jì)也帶來了諸多問題。 誤差放大器 的 設(shè)計(jì)考慮 誤差放大器是 LDO線性穩(wěn)壓器的核心模塊，是用來將反饋電壓 Vfb和基準(zhǔn)電壓Vref進(jìn)行比較放大，輸出到調(diào)整管的柵極，通過調(diào)節(jié)功率管的工作狀態(tài)，從而保證輸出電壓的穩(wěn)定。使用一級誤差放大器結(jié)構(gòu)的 LDO，由于低頻增益不夠大，所以其直流參數(shù)不會(huì)太好；而使用三級或三級以上結(jié)構(gòu)的誤差放大器，不僅 增大了結(jié)構(gòu)對地的支路電流，而且使系統(tǒng)的頻率補(bǔ)償方案復(fù)雜化。 最后來權(quán)衡在誤差放大器與調(diào)整管之間是否應(yīng)該增加緩沖級。 但是從低功耗設(shè)計(jì)的角度出發(fā)，增加緩沖級就增大了電路的靜態(tài)電流，而且緩沖級還會(huì)造成誤差放大器輸出電壓一個(gè) Vgs的損失，從而使調(diào)整管不能完全的導(dǎo)通或截止。因此，本文設(shè)計(jì)的 LDO不采用緩沖級結(jié)構(gòu)作為誤差放大器的輸出。下面將這兩種漂移綜合考慮： 假設(shè)基準(zhǔn)電壓隨溫度和模型變化總的漂移為 refV? ，由它引起的輸出電壓的變化量為 ,orefV? ， 則： , [ ( ) ]ou t o r e f m a oa m p ou t fb r e f r e fV V g R g R V V V? ? ? ? ? ? (327) 反饋電壓為： 1 ,12 ()Ffb o u t o refFFRV V VRR? ? ?? (328) 聯(lián)合式 (327)、 (328)，可得： 1,12[ ( ) ( ) ]Fo u t o r e f m a o a m p o u t o u t o r e f r e f r e fFFRV V g R g R V V V VRR? ? ? ? ? ? ? ?? 121 1 2( ) ( )()F F m a o a m p o u t r e f r e fF m a o a m p o u t F FR R g R g R V VR g R g R R R? ? ?? ?? (329) 由于 1ma oa mp outg R g R ??，所以： 1,12 ()Fo u t o r e f r e f r e fFFRV V V VRR? ? ? ? ?? (330) 上式右邊可以分成兩部分，一部分是額定輸出電壓： 112Fout refFFRVVRR? ? (331) 另一部分為基準(zhǔn)漂移引起的輸出電壓變化： 1,12 ()Fo ref refFFRVVRR? ? ? ?? (332) 聯(lián)合以上二式可得： 25 ,o ref refout refVV??? (333) 式 (333)表明，輸出電壓的變化直接受基準(zhǔn)電壓精度的影響，如果基準(zhǔn)電壓精度為 1%， 則穩(wěn)壓器的輸出電壓也會(huì)變化相應(yīng)的比例。 Ka Nang Leung等提出的利用 PMOS和 NMOS管的柵源壓差來設(shè)計(jì)基準(zhǔn)電源 。 本章小結(jié) outVLC1mgrefV 2FR1FR LR2mgfbV ccV3mg保 護(hù) 電 路基 準(zhǔn) 與 偏置 電 路 圖 35 LDO 系統(tǒng)架構(gòu)圖 26 經(jīng)過上述章節(jié)的討論，本文設(shè)計(jì)的低功耗高穩(wěn)定性 LDO穩(wěn)壓器的最終結(jié)構(gòu)如圖35示：采用 PMOS結(jié)構(gòu)作為調(diào)整元件，誤差放大器為簡單的二級級聯(lián)運(yùn)放，其輸出端不采用緩沖級結(jié)構(gòu)。隨后引入了嵌套式密勒補(bǔ)償和動(dòng)態(tài)零點(diǎn)補(bǔ)償方法來保證兩級級聯(lián)誤差放大器直接驅(qū)動(dòng)調(diào)整管柵極拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的系統(tǒng)穩(wěn)定性。為了計(jì)算系統(tǒng)的傳輸函數(shù)，應(yīng)該在環(huán)路中斷開任意一點(diǎn)， 將反饋系統(tǒng)正向通道的那一端設(shè)置為交流小信號輸入激勵(lì)源，并在相應(yīng)的另一端得到信號輸出。因此，從某種意義上來 V x ( s )V o u t ( s )H ( s )G ( s )V y ( s )V x ( s )V o u t ( s )H ( s )G ( s )V y ( s )??R 1)( ?? jwcRjw lR ? 0?R直 流直 流交 流交 流 圖 44 傳輸函數(shù)的近似模型分析 說，所謂斷開環(huán)路僅 僅是斷開交流小信號環(huán)路，而環(huán)路的直流信號環(huán)路仍然閉合，并且應(yīng)該得到正確的偏置。 誤差放大器 AMP 與調(diào)整管 PMOS 構(gòu)成前饋通路，比例電阻則構(gòu)成了反饋網(wǎng)絡(luò)。通過優(yōu)化電路結(jié)構(gòu)與合理的設(shè)計(jì)，使得電路的單位增益頻率 UGF(unit gain frequency)內(nèi)只有主極點(diǎn)存在，第一非主極點(diǎn)與零點(diǎn)相互補(bǔ)償，其它非主極點(diǎn)均設(shè)計(jì)在 UGF外，從而保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性 [28]。由于輸出電容很大，因此在輸出端形成了系統(tǒng)的低頻主極點(diǎn) [29~30]。較大的調(diào)整管尺寸，使得該管柵極寄生電容也較大，所以該處形成了系統(tǒng)的第一非主極點(diǎn)。 傳統(tǒng) ESR 電阻補(bǔ)償方法的缺陷 由式 (412)得知輸出端的主極點(diǎn)正比 于 輸出電流。 理 想 的 帶 寬增益 (dB)頻 率 （ H z ）變 化 的 主 極 點(diǎn)0PoutI減 小 的 方 向 圖 48 主極點(diǎn)和帶寬隨輸出電流變化的示意圖 ESR電阻 補(bǔ)償方法的第二個(gè)缺陷就是選用的輸出電容值與 ESR電阻阻 值都有一定的范圍限制，而且 ESR電阻的阻值隨環(huán)境溫度變化較大，也 給系統(tǒng) 帶來了 補(bǔ)償 不精確 的問題 [31~32]。 當(dāng)輸出電容 CL和等效串聯(lián)電阻 Resr都比較小時(shí)，零點(diǎn) Z0的補(bǔ)償頻率過高，超出了單位增益頻率 (UGF)的范圍，其結(jié)果是單位增益頻率內(nèi)只存在兩個(gè)極點(diǎn)，沒有了 33 零點(diǎn)，由此造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定稱為欠補(bǔ)償 ，見圖 4