【正文】 和 2 時 (即對應(yīng)于圖 中 Im(Zin(jws))0 的部分 )，變換器主開關(guān)管為 ZVS；當變換器工作于區(qū)域 3時 (即 對應(yīng)于圖 中 Im(Zin(jws))0 的部分 )，變換器主開關(guān)管為 ZCS。 Zin的性質(zhì)由 Zin的虛部決定，當 Im(Zin(jws))0時， Zin(jws)為感性；當 Im(Zin(jws))0時， Zin(jws)為容性；當 Im(Zin(jws))=0 時， Zin(jws)為純阻性。 LLC 串聯(lián)諧振變換器穩(wěn)態(tài)工作區(qū)域確定 1)．諧振變換器 ZVS、 ZCS 條件分析 [16]： 當開關(guān)管互補 對稱驅(qū)動且并聯(lián)電容與主電路諧振電容數(shù)值相差較大時，諧振變換 22 器實現(xiàn) ZVS 和 ZCS 條件，基本上可以由諧振網(wǎng)絡(luò)輸入阻抗的性質(zhì)確定 ， 如圖 ： V i nZ i nv si rT 1D 1T 2 D 2T 3D 3T 4 D 4oti rv sφti rv sφT s / 2 T sT s / 2 T s驅(qū) 動 T 1 、 T 4 驅(qū) 動 T 2 、 T 3 驅(qū) 動 T 1 、 T 4 驅(qū) 動 T 2 、 T 3( a ) Z i n 為 感 性 ( b ) Z i n 為 容 性t 1 t 2 t 1 t 2 圖 諧振電路 ZVS、 ZCS條件 各時間段導(dǎo)通開關(guān)管如表 ： 表 諧振全橋變換器開關(guān)管導(dǎo)通情況表 時間段 0～ t1 t1～ Ts/2 Ts/2～ t2 t2～ Ts 主開關(guān)工作條件 Zin為 感性 D D4 T T4 D D3 T T3 開通 ZVS，硬關(guān)斷 Zin為容性 T T4 D D4 T T3 D D3 硬開通，關(guān)斷 ZCS 當諧振網(wǎng)絡(luò)輸入阻抗 Zin為感性 (如圖 )時，輸入電流 ir滯后于輸入電壓 vs角度φ ，在主開關(guān)管被驅(qū)動之前，其寄生二極管已經(jīng)導(dǎo)通，主開關(guān)管兩端電壓被箝位至零，故主開關(guān)管為 ZVS，而驅(qū)動信號被撤走時，主開關(guān)管中還流過電流，故為硬關(guān)斷； 當諧振網(wǎng)絡(luò)輸入阻抗 Zin為容性 (如圖 b)時，輸入電流 ir超前于輸入電壓 vs角度φ ，在主開關(guān)被驅(qū)動之前，由于同一橋臂另一開關(guān)管的寄生二極管已經(jīng)導(dǎo)通，主開關(guān)管兩端電壓被箝位至輸入電壓 Vin，故為硬開通 ，而驅(qū)動信號被 撤走時，主開關(guān)管中電流為零，諧振電流流過 寄生 (反并 )二極管， 故主開關(guān)管為 ZCS。當 M1 時，變換器為升壓特性；當 M1時，變換器為降壓特性。 4).變換器等效模型和直流電壓變換特性： 將以上各部分等效電路進行級聯(lián)，就可以構(gòu)成 LLC串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器基于基波近似法建立的等效電路模型，如圖 所示： C f R LV pi pV oN11I oV inL r C rL mV in H(s) R L V or12Ic o s ??ins4Vsi n w t?r 1 sI si n( w t )??psI sin( w )??2L28NR?p2NI?Zin 圖 LLC串聯(lián)諧振全橋 DC/DC變換器等效電路 根據(jù)圖 可以得出直流電壓比 M為： 21 22 ()24 ()8 so Lsi n L H j wVNM R H j wV N R N???? ? ? (232) 令上式中 RL→∞，即 Q→ 0 可以得到變換器空載電壓變比 Mopen : 2n2nhw0 1 w (1 + h )oo p e ninVM QV N??? ? (233) 根據(jù)式 (232)可以做出變換器的直流電壓變換特性 [8][17]如圖 所示。由于整流電路負載為純阻性，圖 中原邊輸入電壓 vp1和輸入電流 ip同相位。相頻特性穿越 0176。諧振網(wǎng)絡(luò)輸入輸出阻抗和各自的幅頻特性、相頻 特性分別為： 1() mi n rrms R LZ s s L s C s L R? ? ? ? (221) 321()() 1 ( ) 1()mrm r r mroutr r mmrrs L s L s L L C s LsCZs s C L Ls L s L sC? ??? ???? (222) Zin(s)、 Zout(s)的頻率特性如圖 。該 現(xiàn)象的物理解釋是： ws=w0 時，由 Lr， Cr構(gòu)成的諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗為零，輸入電壓完全加在負載電阻 R 上。 2). LLC 諧振網(wǎng)絡(luò)： 諧振網(wǎng)絡(luò)等效電路如圖 ，傳遞函數(shù) H(s)為式 (217)。以下分析中利用基波分量近似法 [8]，建立變換器各環(huán)節(jié)的等效電路和數(shù)學(xué)模型 [16]。在分析變換器大信號模型時，可以近似認為諧振網(wǎng)絡(luò)響應(yīng) 僅由輸入電壓信號的基波分量引起。當 Q 值一定， wsw0時， |in|/|i1|值隨 ws/w0增大而減小。由于變壓器原方電感 Lm 較大，可以起到濾波作用，故可以省略 Lf，以減小變換器體積和重量。 D1D4為 MOS 管的寄生二極管，電感 Lr、 Lm和 Cr組成串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)， D5D6構(gòu)成全波整流電路， Cf為濾波電容 [13][14][15]。因此使用 MOSFET 作為主開關(guān)器件的電路，應(yīng)該工作于 ZVS條件下，這樣在器件開通前，漏極和源極之間的電壓先降為零，輸出電容上儲存能量很小，可以大大降低 MOSFET 的開通損耗；而使用 IGBT 作為主開關(guān)器件的電路，應(yīng)該工作于 ZCS 條件下，這樣在器件關(guān)斷前，流過器件的電流先降為零，可以大大降低因拖尾電流造成的關(guān)斷損耗。器件的開通損耗和輸出電容 成正比，和頻率成正比和輸入電壓的平方成正比 [12]。與 MOSFET 不同， IGBT 的 N－ 區(qū)并沒有外引電極，因此器件關(guān)斷過程中不能采用抽流的方法來降低 N－ 區(qū)的過剩載流子 ,這些空穴只能依靠自然復(fù)合，集電極電流 ic存在一個拖尾電流 [11]。 IXYS 公司的 MOSFET 和 IGBT 等效電容 [10]比較如表 (測試條件均為 Vds=Vce=25V， Vgs=Vge=0V，開關(guān)頻率 fs=1MHz)： 表 MOSFET和 IGBT等效電容對比 類別 型號 Vdss(Vces) Ciss(PF) Coss(PF) Crss(PF) MOSFET IXFN44N60 600V 8900 1000 330 IGBT IXDP20N60B 600V 800 85 50 比較結(jié)果顯示，對于同樣電壓等級的器件， MOSFET 的輸出電容是 IGBT 的 10 多倍。 MOSFET 和 IGBT 等效電容可以表示為式 (22)。諧振 11 型開關(guān)電源一般都采用 MOSFET。因此輸入電壓和變換效率的這種關(guān)系，對于有掉電維持時間 限制 的開關(guān)電源是不適合的。 D5D6VpK:1L fC fI Lfi pi D5i D6I st rrI rmI Lfi D5v ABV DV D5ttt2V rot 1 t 2 t 5V rmVo 圖 移相全橋變換器整流二極管的反向恢復(fù)問題 3). 輸入電壓和變換器轉(zhuǎn)換效率的矛盾 在輸入電壓保證能輸出滿載電壓的前提下，當輸入電壓 Vin 較低時，占空比大，原邊環(huán)流能量較小，變換器效率較高；當輸入電壓 Vin 較高時，占空比小，原邊環(huán)流能量較大，變換器效率較低 [3]。這樣原邊電壓 VAB反向時，整流二極管 D5(D6)電流不能立即降為零，必然存在 D D6同時導(dǎo)通續(xù)流的過程 (t2～ t t8～ 10 t11)。滯后橋臂實現(xiàn) ZVS 的條件是： 222412 ?r inL I C V (21) 其中 I2為 t2時刻原邊電流值。 移相全橋 ZVS PWM 變換器存在的缺點 1). 輕載時難于實現(xiàn) ZVS 超前橋臂和滯后橋臂開關(guān)管實現(xiàn) ZVS 的條件不同。 階段 5[t4－ t5]： t4時刻 ip過零反向增加，由于 ID6仍然不足以提供 If，故 D D6仍然同時導(dǎo)通，副邊電壓為零。由于濾波電感電流 If近似為恒流，此時變壓器副邊整流二 9 極管 D D6之間進行換流，由于 D5,D6同時導(dǎo)通，變壓器副邊被短路。在此續(xù)流階段， D2導(dǎo)通，只要滿足 t01=t1－ t0td,就可保證 T2是零電壓開通，無開通損耗。在此期間，諧振電感 Lr和濾波電感 Lf是串聯(lián)的，而且 Lf很大，可以認為 ip近似不變，類似于一個恒流源。D D6是整流二極管， Lf、 Cf構(gòu)成二階濾波器（ Lf足夠大， If近似恒定 ） [1][3][9]。其電路結(jié)構(gòu)與普通雙極性 PWM 變換器類似， T1和 T2組成超前橋臂， T3和 T4組成滯后橋臂。但是該變換器也有一些缺點，不適合對電源性能有特殊要求的場合，如有輸入掉電維持時間 [8](Holdup time)要求的通信用二次電源。 設(shè)計步驟和結(jié)論可以為實際裝置的設(shè)計提供參考。在此基礎(chǔ)上，分析了變換器的穩(wěn)定性， 研究了 控制器 的設(shè)計 。在分析對比移相全橋直流變換器和 LLC串聯(lián)諧振全橋 DC/DC變換器特點的基礎(chǔ)上，本文對 LLC串聯(lián)諧振全橋直流變換器的工作原理做了詳細分析研究，設(shè)計了實驗樣機，實驗結(jié)果驗證了理論分析的正確性。 在直流電源的軟開關(guān)技術(shù)中還 有無源無損軟開關(guān)技術(shù)。這與 QRCs不同的是諧振元件的諧振工作時間與開關(guān)周期相比很短，一般為開關(guān)周期的 1/10， 1/5。準諧振變換器分為零電流開關(guān)準諧振變換器和零電壓開關(guān)準諧振變換器。按負載與諧振電路的連接關(guān)系，諧振變換器可分為兩類：串聯(lián)負載諧振變換器和并聯(lián)負載諧振變換器。最早的方法是采用 RLC緩沖電路來實現(xiàn)。直流諧振環(huán)節(jié)逆變器是在原先的 PWM電壓型逆變器與直流電源之間加入一個輔助 諧振電路，令 直流 諧振環(huán)節(jié)產(chǎn)生諧振且使逆變橋直流母線上的電壓周期回零 ， 為逆變器中的開關(guān)創(chuàng)造零壓開關(guān)的條件 。 DC/AC 逆變器中的軟開關(guān)技術(shù) 在 DC/AC逆變器，尤其是多相逆變器中，軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用有很大困難 [6]。變換器總的開關(guān)損耗與開關(guān)頻率成正比，開關(guān)頻率越高，總的開關(guān)損耗越大，變換器效率越低。 (8) 數(shù)字化 在傳統(tǒng)功率電子技術(shù)中，控制部分是按模擬信號來設(shè)計和工作的。 (6) 模塊化技術(shù)。整流及續(xù)流二極管工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，由于二極管的引線寄生 電感、結(jié)電容的存在以及反向恢復(fù)電流的影響，使之工作在很高的電壓及電流變化率下，且產(chǎn)生高頻振蕩。如集成磁路，平面型磁心，超薄型變壓器；以及新型變壓器如壓電式，無磁芯印制電路變壓器等，使開關(guān)電源的尺寸重量都可減少許 多。有源功率因數(shù)校正技術(shù) APFC 的開發(fā)，提高了 AC/DC 開關(guān)電源功率因數(shù)。小功率軟開關(guān)電源效率可提高 到 8085% 。 (2) 軟開關(guān) 軟開關(guān)技術(shù)使高效率、高頻開關(guān)變換器的實現(xiàn)有了可能。 開關(guān)電源和 DC/DC 變換器的發(fā)展趨勢 從技術(shù)上看，幾十年來推動電力電子技術(shù)水平不斷提高的主要標志是 [3][4][5][6][7]： (1) 高頻化 新型高頻功率半導(dǎo)體器件如功率 MOSFET 和 IGBT 的開發(fā)，使實現(xiàn)開關(guān)電源高頻化有了可能。當今軟開關(guān)技術(shù)使 直流變換器 發(fā)生了質(zhì)的飛躍。 (2)逆變：實現(xiàn) DC/AC 變換 逆變就是實現(xiàn)直流到交流的功率變換。因此電力變換可劃分為五類基本變換，相應(yīng)地有五種電力變換電路或電 力變換器 [1][2]。 電力電子變換的基本原理 用電設(shè)備將電能轉(zhuǎn)變?yōu)楣饽?、熱能、化學(xué)能和機械能。 2020年末，美國發(fā)電站生產(chǎn)的 40%以上的電能都是經(jīng)變換或處理后再提供負載使用，預(yù)計到 21世紀二、三十年代，美國發(fā)電站生產(chǎn)的全部電能都將經(jīng)變換或處理后再供負載使用。 rectifier diode have unavoidable recovery problems and they not only cause great secondary loss, but also increase the voltage stress of the rectifier diodes。 討論了一臺 500w 實驗樣機的主電路和控制電路設(shè)計問題，給出了設(shè)計步驟，可以給實際裝置的設(shè)計提供參考。以下是本文的主要研究工作： 對 LLC 串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器的工作原理進行了詳細研究，利用基頻分量近似法建立了變換器的數(shù)學(xué)模型，確定了主開關(guān)管實現(xiàn) ZVS 的條件，推導(dǎo)了邊界負載條件和邊界頻率，確定了變換器的穩(wěn)態(tài)工作區(qū)域，推導(dǎo)了輸入，輸出電壓和開關(guān)頻率以及負載的關(guān)系。移相全橋 PWM ZVS DC/DC 變換器可以實現(xiàn)主開關(guān)管的 ZVS，但滯后橋臂實現(xiàn) ZVS 的負載范圍較小；整流二極管存在反向恢復(fù)問題，不利于效率的提高；輸入電壓較高時，變換器效率較低，不適合輸入電壓高和有掉電維持時間限制的高性能開關(guān)電源。 保密□ ，在 _____年解密后適用本授權(quán)書。對本文的研究做出貢獻的個人和集體，均已在文中以明確方式標明。盡我所知，除文中已經(jīng)標明