【正文】 Cs開始一起諧振。 M2：在 t1時(shí)刻， Q1關(guān)斷，進(jìn)入死區(qū)時(shí)間，此時(shí) Lm中電流大于 Ls中電流，兩者之差流過(guò)變壓器原邊， D4為 ZCS 開通。 M3：在 t2時(shí)刻， Q2體內(nèi)二 極管 D2續(xù)流導(dǎo)通，為 Q2的 ZVS 導(dǎo)通創(chuàng)造了條件。此時(shí)只有諧振電容 Cs和諧振電感 Ls參與諧振， Lm上電壓鉗位在 nV0，不參與諧振，僅作為變壓器。輸出電容放電， 繼續(xù)給輸出供電。直到 t7時(shí)刻，諧振電流上升到零， D1續(xù)流導(dǎo)通結(jié)束。 從 t8時(shí)刻開始，電路進(jìn)入下一個(gè)周期。 通過(guò) 以上分析，我們可以看出：當(dāng)變換器處于 Boost 區(qū)間時(shí)， LLC 串聯(lián)諧振變換器實(shí)現(xiàn)原邊 MOS 管的 ZVS，且流過(guò)整流二極管電流斷續(xù)，輸出整流二極管 ZCS軟關(guān)斷，消除因反向恢復(fù)所產(chǎn)生的損耗；當(dāng)變換器處于 Buck 區(qū)間時(shí)， LLC 串聯(lián)諧振變換器雖能實(shí)現(xiàn)原邊 MOS 管的 ZVS，但是整流二極管電流連續(xù)，整流二極管ZCS特性丟失，在換流時(shí)會(huì)因反向恢復(fù)而產(chǎn)生損耗，而且在整個(gè)周期內(nèi)勵(lì)磁電感Lm在變換器運(yùn)行過(guò)程中始終被方波電壓所鉗位，故一直未參與諧振，所以在此區(qū)間內(nèi)， LLC 串聯(lián)諧振變換器特性偏向于普通串聯(lián)諧振變換器。接下對(duì)變換器工作在容性區(qū)域時(shí)開關(guān)管的工作狀態(tài)作詳細(xì)的分析。從開通損耗方面講， Q2應(yīng)該在最小開通損耗下開通。 由于 MOS 管體內(nèi)二極管沒有很好的反向恢復(fù)特性，因此 D1將會(huì)承受很大反向恢復(fù)電流尖峰的沖擊。 這種容性工作狀態(tài)的另一個(gè)缺點(diǎn)就是，電路板本身存在不可避免的寄生電感承受電流的變化而形成的電壓尖峰很大，這樣會(huì)損壞與橋臂相連的 IC 控制芯片。然而，感性負(fù)載只是軟開關(guān)特性的必要條件，而非充分條件。 然而，上面提到的能量平衡仍然不足以保證所有運(yùn)行狀態(tài)下開關(guān)管以 ZVS開通。 工作于接近感性和容性區(qū)間分界線以及輕載下的工作狀況 (a) (b) (c) (d) 圖 28 變換器工作在分界線附近的工作狀況 圖 28給出的波形反映的是當(dāng)變換器工作在非常接近容性區(qū)域的感性區(qū)域，ZVS特性是很難實(shí)現(xiàn)的。而當(dāng) Q2開通時(shí)就會(huì)有電容損耗和以及前面提到的由 D1反向恢復(fù) 引起的相關(guān)問(wèn)題。此時(shí)橋臂中點(diǎn)電壓 Va已經(jīng)諧振到零，但是諧振電流在死區(qū)時(shí)間內(nèi)仍然過(guò)零， Va 再次從零諧振到小于或者等于輸入電壓，此時(shí) D1不再導(dǎo)通，而當(dāng) Q2導(dǎo)通時(shí)只有電容損耗。 圖 29 變換器工作在空載下 的工作狀況 圖 29給出在高輸入電壓下空載時(shí)開關(guān)管沒有實(shí)現(xiàn) ZVS 時(shí)的狀況，由于變換器開關(guān)管轉(zhuǎn)換過(guò)程比較慢導(dǎo)致橋臂中點(diǎn)電壓 Va 在死區(qū)時(shí)間內(nèi)沒有完全諧振。所以空載安全穩(wěn)定運(yùn)行也是值得考慮的一個(gè)問(wèn)題。 河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 22 第三章 LLC 串聯(lián)諧振變換器電路設(shè)計(jì) 諧振參數(shù)計(jì)算 參數(shù)設(shè)計(jì)步驟 設(shè)計(jì)規(guī)格如下： 橋臂中點(diǎn)寄生電容 CZVS=2Coss+Cstray 參數(shù)計(jì)算步驟如下： 先確定變換器的諧振頻率，確保在高輸入電壓下能夠調(diào)節(jié)輸出電壓，須確定最高工作頻率，從而得到最大歸一化工作頻率 fnmax。 高頻變壓器設(shè) 計(jì) LLC 變壓器有其特殊性，實(shí)際應(yīng)用中盡量采用一個(gè)變壓器骨架，通過(guò)磁集成技術(shù)把諧振電感和勵(lì)磁電感集成到一個(gè)變壓器中，用一個(gè)磁元件來(lái)實(shí)現(xiàn)，減小變河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 24 換器器件數(shù)量，從而減小體積和重量、提高功率密度，提高電源效率。 圖 31 LLC 變壓器磁集成結(jié)構(gòu)示意圖 圖 42所示有三種候選變壓器繞制方法 [30,31]。而圖（ c）所示結(jié)構(gòu)為無(wú)需外加磁材料的分層繞制方法，同上述方法一樣完全分開繞制原副邊繞組，將原副邊耦合程度降到最低從而達(dá)到漏感增大的目的。通過(guò)調(diào)整氣隙測(cè)量變壓器勵(lì)磁電感為 698uH，漏感為 115uH。 控制器的設(shè)計(jì) 利用本章計(jì)算參數(shù)： Ls=119uH， Lm=714uH， Cs=22nF， rs=? ， n=8， R=5? ，r=?， C0=1000uF， Vi=400V，利用 Matlab 仿真出頻率 輸出頻率特性和零極點(diǎn)圖以及奈奎斯特曲線圖，系統(tǒng)相頻率曲線從 180176。開環(huán)幅頻特性在高頻段衰減很大，故可忽略高頻零極點(diǎn)影響。 LLC 串聯(lián)諧振變換器的控制框圖可以表示為圖 32。～ 75176。低頻段，希望系統(tǒng)幅頻特性具有 20dB/dec 的斜率。針對(duì)控制器 1，兩個(gè)極點(diǎn)兩個(gè)零點(diǎn)外加一個(gè)積分器。針對(duì)控制器 2，引入積分。一個(gè)極點(diǎn)用來(lái)補(bǔ)償系統(tǒng)的 ESR 零點(diǎn)，另一個(gè)極點(diǎn)放在穿越頻率的 2～ 3 倍以便系統(tǒng)在穿河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 27 越頻率處以較高的斜率下降。高頻段，由于系統(tǒng)高頻段相頻特性發(fā)生振蕩，這給系統(tǒng)帶來(lái)不穩(wěn)定因數(shù)，希望校正后系統(tǒng)幅 頻特性在高頻段盡快下降快一點(diǎn)，可以減小不穩(wěn)定因數(shù)，同時(shí)有利于系統(tǒng)對(duì)高頻噪聲的抑制。由于初始相頻始于 180176。理想條件下，壓控振蕩器可以等效為一個(gè)線性比例環(huán)節(jié)，比例系數(shù)可以由控制電路 R、 C參數(shù)確定。由圖可知，開環(huán)傳遞函數(shù)在右半平 面極點(diǎn)數(shù) P=0；開環(huán)幅相曲線逆時(shí)針圍繞（ 1， j0）點(diǎn)的圈數(shù) N=0；此時(shí) N=P，故 Z=0，則說(shuō)明閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定。線）不同。據(jù)式2202 2202202202 )/18(122328 rhnIL TVnRn VI mr m ss ??????? ??? 可以計(jì)算出輸入電流有效值為 ，輸入電壓最大為 450V，留有一定裕量，選取 IRF830。由于結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單而經(jīng)常被采用。但缺點(diǎn)在于部分漏感從變壓器漏出對(duì)變換器其它部分造成電磁干擾的影響，實(shí)際中視需要而選擇。 LLC 串聯(lián)諧振變換器相對(duì)于普通變壓器而言采用磁集成方案，其變壓器漏感和勵(lì)磁電感較接近，即漏感相對(duì)要大，勵(lì)磁電感要小，通過(guò)增加氣隙減小變壓器勵(lì)磁電感，而在增加氣隙過(guò)程中 ，漏感也在減小，其速度相對(duì)勵(lì)磁電感要小得多。變換器在全電壓范圍內(nèi)能調(diào)節(jié)輸出電壓，保證變壓器在最高和最低輸入電壓都能調(diào)節(jié)輸出電壓。額定輸出電壓 V0norm、最大輸出功率 P0max 從開關(guān)管關(guān)斷損耗方面來(lái)講，關(guān)斷電流也不能太大。 Q1幾乎軟關(guān)斷，然而 Q2 在開通時(shí)會(huì)有電容損耗。 Q2以 ZVS 方式開通，故沒有電容損耗。橋臂中點(diǎn)電壓 Va仍有很大的變化和 Q1仍有導(dǎo)通的一段時(shí)間。 （ a）是非常接近感性區(qū)域和容性區(qū)域的分界線的波形。死區(qū)時(shí)間就是為實(shí)現(xiàn) ZVS 而保證開關(guān)管在一定時(shí)間內(nèi)完成橋臂上下開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷的切換。當(dāng)電感中儲(chǔ)存的能量大于橋臂中點(diǎn)等效電容 CHB的能量，橋臂中點(diǎn)電壓才會(huì)由輸入電壓降到零使 D2得以導(dǎo)通續(xù)流，這樣為 Q2的零電壓開通創(chuàng)造了條件。通過(guò)以 上的分析，容性工作模式不僅使變換器的損耗變大，而且極有可能危害諧振變換器的正常運(yùn)行。開關(guān)管 Q1體內(nèi)二極管 D1的電壓和電流在其反向恢復(fù)期間承受極高 dv/dt 的尖峰，這個(gè)尖峰可能會(huì)超出開關(guān)管自身給 出的 dv/dt 速率，從而造成 MOS 管內(nèi)部寄生的雙極型晶體管過(guò)熱而引起二次擊穿。這相當(dāng)于傳統(tǒng)中 PWM 控制方式下開關(guān)管以硬開關(guān)方式開通的情形，這種情況下會(huì)導(dǎo)致開關(guān)管嚴(yán)重過(guò)熱。運(yùn)行狀態(tài)如圖 27所示。換句話說(shuō)，當(dāng)諧振網(wǎng)絡(luò)呈現(xiàn)感性，軟開關(guān)才可能實(shí)現(xiàn)。其實(shí) f=fs是上述一種特殊情況，與上面相比，此時(shí)工作模態(tài)少了 M1和 M5；另外，河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 18 此時(shí)諧振電流是一個(gè)純正弦波形，輸出電流是整流二極管 D3和 D4之和，而且是臨界連續(xù)的。此時(shí)只有諧振電容 Cs和諧振電感 Ls參與諧振， Lm的電壓鉗位在 nV0，不參與諧振，僅作為變換器。 M6：與狀態(tài) M2 類似，只不過(guò)此時(shí)諧振電流比勵(lì)磁電流大，兩者之差流過(guò)變壓器，整流二極管 D3自然導(dǎo)通。 M5：在 t4時(shí)刻，由于諧振輸入電流和勵(lì)磁電流相等， D3 和 D4處于反偏截止?fàn)顟B(tài)，輸出被變壓器隔離，此時(shí) Lm開始參與諧振。直到 t3時(shí)刻，諧振輸入電流下降到零， D2續(xù)流導(dǎo)通結(jié)束。此階段中勵(lì)磁電感 Lm上電壓被鉗位在 nV0， D4導(dǎo)通。諧振電容被恒流充電，電壓線性上升。電路中，輸出電容 C0假設(shè)足夠大，因此輸出電壓 V0可以認(rèn)為不變。此外，副邊整流二極管電流同原邊諧振輸入電流類似，同樣以較高 di/dt 速率關(guān)斷，如圖 22工作模態(tài)中 M2 和 M6，這樣整流二極管上就會(huì)產(chǎn)生一定電壓尖峰，給電路穩(wěn)定運(yùn)行帶來(lái)了一定的不可靠性。在 t8時(shí)刻，開關(guān)管 Q1關(guān)斷。由于 D3導(dǎo)通，所以變壓器勵(lì)磁電感上電壓反向被鉗位在 nV0，這樣勵(lì)磁電流逐漸增大。 M6：在 t5時(shí)刻，開關(guān)管 Q1體內(nèi)二極管 D1開始續(xù)流，進(jìn)一步為 Q1的 ZVS 開通提供條件，此時(shí)能量繼續(xù)傳輸給副邊。在 t3時(shí)刻， D2續(xù)流導(dǎo)通結(jié)束。在此過(guò)程勵(lì)磁電感仍然被鉗位在 nV0，不參與諧振。 M1：在 t0時(shí)刻，開關(guān)管 Q1關(guān)斷，諧振輸入電流給開關(guān)管輸出電容 C1充電、河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 13 C2放電，一直到 t1時(shí)刻 C2上電壓降為零，這就給 Q2的 ZVS 創(chuàng)造了條件。為了討論方便， Cs 和 Ls的串聯(lián)諧振頻率定義為 fs； Cs、 Ls和 Lm的串并聯(lián)諧振頻率定義為 fm。 圖 21 LLC 串聯(lián)諧振變換器主電路 在串聯(lián)諧振變換器中，勵(lì)磁電感 Lm被認(rèn)為是無(wú)窮大的，它是不參與諧振的；Ls和 Cs構(gòu)成諧振回路。 D1amp。為了能設(shè)計(jì)出滿足各種不同技術(shù)參數(shù)需要的 LLC 諧振變換器，我們首先就要對(duì)其變換器特性進(jìn)行一個(gè)具體的分析。由于輸出二極管通態(tài)壓降與其電壓應(yīng)力有關(guān)，所以 LLC 諧振變換器在寬輸入電壓范圍內(nèi)效率較高。正是由于控制方式差別，不對(duì)稱半橋變換器占空比隨著輸入電壓升高而降低。而且， 由于飽和電感在實(shí)際應(yīng)用中不可能具有理想的飽和特性，這將會(huì)導(dǎo)致： 1）增加電路環(huán)流，從而增加變換器的導(dǎo)通損耗； 2）加重了副邊電壓占空比丟失，從而增加原邊電流及副邊二極管電壓應(yīng)力； 3）飽和電感以很高的頻率在正負(fù)飽和值之間切換，磁芯的損耗會(huì)很大，發(fā)熱嚴(yán)重。 移相控制的全橋 PWM 變換器存在一個(gè)主要缺點(diǎn)是，滯后臂開關(guān)管在輕載下難以實(shí)現(xiàn)零電 壓開關(guān)，使得它不適合負(fù)載范圍變化大的場(chǎng)合 [1]。 移相全橋 PWM ZVS DC/DC 變換器與 LLC 串聯(lián)諧振變換器比較 移相控制的全橋 PWM變換器是在中大功率 DC/DC變換電路中最常用的電路拓河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 9 撲形式之一。 相對(duì)于前面三種諧振變換器， LLC 串聯(lián)諧振變換器優(yōu)點(diǎn)在于： 在空 載到全負(fù)載范圍內(nèi)，原邊功率 MOS 管實(shí)現(xiàn) ZVS 開通，輸出整流二極管實(shí)現(xiàn) ZCS 關(guān)斷，變壓器勵(lì)磁電感和漏感能夠被利用，可以集成到一顆磁芯上；原邊開關(guān)管關(guān)斷電流較小，關(guān)斷損耗較低；較高輸入電壓下具有高效率；輸出整流二極管電壓應(yīng)力低，能減小到兩倍輸出電壓；輸出端無(wú)濾波電感。 河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 8 LLC 串聯(lián)諧振變換器 圖 110 LLC 串聯(lián)諧振變換器 LLC 串聯(lián)諧振變換器結(jié)構(gòu)如圖 110 所示。同并聯(lián)諧振變換器一樣，串并聯(lián)諧振變換器空載也能夠調(diào)節(jié)輸出電壓。 其缺點(diǎn)為： 電路中循環(huán)電流比較大；輸出濾波電感比較大，不利于功率密度的提高；諧振回路電流與負(fù)載輕重?zé)o關(guān)，開關(guān)管通態(tài)損耗相對(duì)固定，變換器在輕載下效率較低，適合于輸出電 壓范圍較窄和額定功率處負(fù)載相對(duì)穩(wěn)定的場(chǎng)合。輕載時(shí)，它只要稍微增加開關(guān)頻率就能調(diào)節(jié)輸出電壓。當(dāng)諧振電容 Cp 端電 壓大于零時(shí)， D3導(dǎo)通流過(guò)輸出濾波電感電流 I0；當(dāng)諧振電壓 Cp 端電壓小于零時(shí)， D4導(dǎo)通流過(guò)電流 I0。Q2組成上下橋臂， D1amp。 圖 12串聯(lián)諧振變換器的主要波形 圖 13 串聯(lián)諧振變換器的電壓增益曲線 串聯(lián)諧振變換器的優(yōu)點(diǎn)在于： 工作頻率大于諧振頻率時(shí)，原邊功率 MOS 管 ZVS 開通，輸出二極管 ZCS 關(guān)斷，開關(guān)損耗?。浑娐方Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，沒有輸出濾波電感，輸出整流二極管上電壓應(yīng)力較小；電路中的循環(huán)電流較低；諧振回路電流隨著負(fù)載變輕而減小，因此輕載效率較高；串聯(lián)諧振電容起到隔直 作用，防止高頻變壓器飽和。如果開關(guān)頻率小于諧振頻率時(shí)，開關(guān)管工作在 ZCS 狀態(tài)。D4以及變壓器構(gòu)成零式全波整流環(huán)節(jié)。由功率 MOS 管 Q Q2組成半橋臂，D1amp。因此，如何選擇合適電路拓?fù)?，在不增加成本前提下，有效利用軟開 關(guān)技術(shù)達(dá)到設(shè)計(jì)要求，是電源工程師的首要任務(wù)。采用無(wú)損緩沖電路可以減小這一矛盾，但需要額外增加元件，大大增加電路復(fù)雜性。 （ 3）二極管反向恢復(fù)問(wèn)題：其在反向恢復(fù)期間仍處于導(dǎo)通狀態(tài)，同一橋臂的開關(guān)器件此時(shí)立即開通，很容易造成直流電源瞬間短路，產(chǎn)生過(guò)大的電流沖擊。但是由于傳統(tǒng) PWM 變換器中開關(guān)器件工作在硬開關(guān)狀態(tài)下，功率開關(guān) 管的開通與關(guān)斷是在開關(guān)器件電壓和電流不為零的狀態(tài)下進(jìn)行的，迫使開關(guān)器件電壓未降到零時(shí)開通，或電流未降到零時(shí)關(guān)斷。所以實(shí)現(xiàn)了更高的轉(zhuǎn)換效率。這使產(chǎn)品成本減低很多。特別是驅(qū)動(dòng)損耗隨工作頻率的上升也大幅度增加，而且因 1MHZ頻率之下不易采用同步整流技術(shù)，其效率是無(wú)法再提高的。一項(xiàng)是 VICOR 公司的有源箝位 ZVS軟開關(guān) 技術(shù)；另一項(xiàng)就是九十年代初誕生的全橋移相 ZVS軟開關(guān)技術(shù)。發(fā)熱增多，體積縮小，難過(guò)高溫關(guān)。因此如何開發(fā)設(shè)計(jì)出更高功率密度、更高轉(zhuǎn)換效率、更低成本更高性