【正文】 采用低通濾波器讓50Hz市電基波通過，濾去高頻諧波，改善電源波形。一般情況下，空間干擾強度遠(yuǎn)小于其它渠道串入的干擾。光藕的主要優(yōu)點是能有效地抑制尖峰脈沖及各種噪聲干擾，從而使過程通道上的信噪比大大提高。3)輸入輸出回路之間的分布電容很小，~2PF，而且絕緣電阻很大，因此回路一端的干擾很難藕合到另一邊去。 軟件抗干擾上述的硬件抗干擾措施是十分重要的，它為單片機系統(tǒng)創(chuàng)造一個基本無干擾的工作環(huán)境。看門狗實際上就是一個定時器，它獨立地運行，一旦定時器溢出就會復(fù)位系統(tǒng)。保存的方法主要有兩種:通過傳送指令將要保護(hù)的數(shù)據(jù)放到一個保護(hù)區(qū)里:或者通過PUSH，PSHD指令將要保護(hù)的數(shù)據(jù)壓入到硬件堆棧(此時，中斷或子程序的嵌套將少于8級)。5 技術(shù)經(jīng)濟(jì)分析與傳統(tǒng)的起動方法相比，可用較小容量的變壓器來起動相應(yīng)的電動機，從而大大提高用戶電力變壓器的利用率或減少電力增容的費用。與同等容量的自耦降壓起動設(shè)備相比，如按企業(yè)年產(chǎn)1200臺、平均規(guī)格為110KW計算，則可節(jié)約鋼片92噸，銅線13噸，約合人民幣200萬元左右。通過分析電動機的起動過程及對晶閘管原理的闡明，在此基礎(chǔ)上提出了一套設(shè)計方案，即基于AT90S8535芯片為主要單片機的軟啟動控制系統(tǒng)，實現(xiàn)了所期望的各項基本功能，基本完成此次設(shè)計的目標(biāo)。導(dǎo)師親切的態(tài)度和淵博的知識給予了我許多的啟發(fā)導(dǎo)師嚴(yán)肅的治學(xué)態(tài)度、追求新知和不斷進(jìn)取的精神也是我今后學(xué)習(xí)和工作的榜樣，在此表示我最衷心的謝意！同時非常感謝姜玉東老師，在做論文的過程中得到姜老師的指導(dǎo)和熱情幫助，在此表示感謝！衷心向幾年來辛勤培養(yǎng)我的遼寧工程技術(shù)大學(xué)的老師們致以崇高的敬意和深深的謝意！同時感謝父母和親人們對我的培養(yǎng)與大力支持，這是我能夠完成學(xué)業(yè)的前提和保障。另外，輸出電壓靠整流器控制，也不可避免的帶有整流器所具有的通常的缺點[16]。如圖示，通過產(chǎn)生倆個凹口，的幅值可以被減小，隨著凹口寬度的增加，基波電壓將隨之減小。在這一節(jié)中，將對主要的PWM技術(shù)做一簡單的回顧。圖中頻率為的等腰三角載波與頻率f的正弦調(diào)制波相比較，兩者的焦點確定了電力電子器件的開關(guān)時刻。如圖520給出了負(fù)載無中線連接的典型的線電壓的相電壓波形。逆變器基本上可以被看作是一個線性放大器，根據(jù)（533）和式（534）可以得出這個放大器的增益G為： (535)當(dāng)m=1時，這個數(shù)值是方波電壓輸出時基波電壓峰值（4）%。這些頻率成分可以表示為，如式（533）所示。隨著載波比的P的增大，逆變器輸出線電流諧波將通過電機的漏電感得到更好的濾波，并接近于正弦波。PWM開關(guān)頻率的一個重要影響是當(dāng)逆變器向電機提供功率時由磁滯效應(yīng)產(chǎn)生的噪聲（也稱為磁噪聲）。 當(dāng)調(diào)制指數(shù)m接近于1時，在正，負(fù)半周期中間位置附近的凹口和脈沖將趨于消失。m的數(shù)值可以增加到大于1進(jìn)入準(zhǔn)PWM區(qū)域，圖521所示為正半周期操作。在這種情況下，輸出基波相電壓峰值達(dá)到4（）/，即達(dá)到100%的輸出，如圖522所示。通常希望逆變器工作時載波與調(diào)制波頻率比P為一整數(shù)，即在整個工作范圍內(nèi)調(diào)制波與載波保持同步。逆變器以自由運行方式或稱一部模式工作。如圖523所示，在異步運行區(qū)后是同步區(qū)，在這個區(qū)，P以一種階梯的方式變化，這使得最大和最小頻率保持在設(shè)定邊界值內(nèi)的一個特定區(qū)域。523 載波頻率f/f的關(guān)系 由于死區(qū)（或封鎖）效應(yīng)，實際的PWM逆變器的相電壓（）波形會在某種程度上偏離519所示的理想波形。死區(qū)效應(yīng)會導(dǎo)致輸出電壓的畸變并減小其幅值?，F(xiàn)在考慮在理想開關(guān)點從Q到Q的帶有延遲時間t的開關(guān)轉(zhuǎn)換。注意，上述伏秒面積的損失或增加僅僅取決于電流的極性，而與電流的幅值無關(guān)。把由Vt構(gòu)成的這些面積累加起來并在基波頻率的半周期內(nèi)加以平均可得出方波偏移電壓V為 （536）式中，P=，f為基波頻率，圖525中最上端的波形給出了V波對理想波的影響。 特定諧波消除PWM（SHEPWM）應(yīng)用特定諧波消除PWM（SHEPWM）可以將方波中不希望有的低次諧波消除，并控制輸出基波電壓的大小，如圖526所示。圖526 特定諧波消除PWM的相電壓波形 任何波形均可用如下傅立葉級數(shù)展開形似表示： v（t）= （537）式中 （538） （539）對于四分之一周期對稱的波形，波形中將只含有正弦項，并且只含有幾次諧波成分。在這種情況下，k=（547），可以得到如下方程：基波： （548）5次諧波： （549）7次諧波： （550）對于一個指定的基波電壓幅值，可以通過計算機程序用數(shù)值算法求解上面這組非線性超越方程組，算出、和的數(shù)值，如圖527所示。從圖527還可以看到由于低次諧波的消除，較低次的其他特定諧波（如11次和13次）被顯著的增加了，但由于這些特定諧波的頻率比基波頻率高出很多，因此他們的影響不大。圖528給出了輸出電壓為98%時的典型波形。對于一個給定的指令電壓,可以在查尋表格中得到相應(yīng)的凹槽角度，然后在時域里應(yīng)用一個減法計算器就可以產(chǎn)生相應(yīng)的電壓脈沖寬度。這種方法的一個明顯缺點就是當(dāng)基波頻率比較低時，查尋表會變得非常的大，因此，一種混合PWM方法成為一種非常具有吸引力的選擇，在這種方法中，在低頻、低電壓區(qū)域中使用SPWM方法；而在高頻區(qū)，使用特定諧波消除法。因此紋波電流有效值可以表示如下： （551）式中，…為諧波電流有效值；L為電機每相的等效漏感，,…為諧波電流的峰值；n為諧波次數(shù)；為n次諧波電壓峰值；為基波頻率。與諧波消除法相比，基于諧波損耗最小化修改的角查尋表是一種更理想的選擇。對于一組確定的凹槽角，從式（547）可以得到的表達(dá)式，將此式代入到式（551）中，就可以得到作為角函數(shù)的。由于電機中諧波損耗是由紋波電流的有效值確定的，因此，應(yīng)該減小的是紋波電流有效值而不是某些個別的諧波。例如，k=360，則可以產(chǎn)生分辨率為1的波形。表52 %～100%范圍內(nèi)變化時的角變化930940950960970980990100000通過預(yù)先設(shè)置凹槽角的查尋表格，特定的諧波消除法可以很方便的用微機實現(xiàn)。%時，=0后，在半周期外側(cè)的單一凹槽可以通過減小角度而對稱的變窄，最后跳變?yōu)橥暾姆讲ā? =176。通過求解出這k個角度，可以使基波電壓得到控制并且消除k1個頻率的特定諧波。圖中所示為四分之一波對稱的正半周波形，可以通過控制圖中四個凹槽角，和消除三個特定的諧波成分，同時控制輸出基波電壓。死區(qū)效應(yīng)可以很容易的通過電流反饋或電壓反饋方法進(jìn)行補償。圖中基波電流i滯后于基波電壓一個相位角。下面再考慮電流i的極性為負(fù)時的情況。初始狀態(tài)Q為導(dǎo)通，的幅值為+。電壓源型逆變器的一個基本控制原則是要導(dǎo)通的器件應(yīng)滯后于要關(guān)斷的器件一個死區(qū)時間t（典型值為幾微妙）以防止峭壁的直通。當(dāng)調(diào)制波頻率接近于額定頻率（f/f=1）時，逆變器轉(zhuǎn)換到方波模式工作，這里假設(shè)這是載波頻率與基波頻率相等。隨著數(shù)值的下降，這個問題會變得越發(fā)的嚴(yán)重。圖523給出了一個GTO晶閘管逆變器實際的載波與基波頻率的關(guān)系。在恒功率區(qū)，逆變器以方波模式工作從而可以獲得最大電壓。如圖522所示，在過調(diào)區(qū)，傳遞特性是非線性的，波形中重新出現(xiàn)了5次和7次諧波成分。當(dāng)這個最小脈寬的凹口和脈沖消失時，負(fù)載電流會有一個瞬態(tài)跳變?，F(xiàn)代高速IGBT可以很容易的實現(xiàn)這種無音頻噪聲的變頻傳動。高的載波頻率（與開關(guān)頻率相同）將使逆變的開關(guān)損耗增加，但會減少電機的諧波損耗。表51給出了當(dāng)載波頻率與調(diào)制波頻率的比值時的輸出諧波。當(dāng)m=0時，是一個頻率與載波頻率相同，脈沖和凹口寬度上下對稱的方波。圖520 PWM逆變器的線電壓和相電壓的波形a）線電壓 b）相電壓調(diào)制指數(shù)m被定義 (534)式中，為調(diào)制波的峰值；為載波的峰值。上述方法也被稱為三角波法，次諧波法或次震蕩法。這項技術(shù)在文獻(xiàn)中已經(jīng)得到了廣泛的討論。1） 正弦PWM（SPWM）；2） 特定諧波消除PWM（SHEPWM）；3） 最小紋波電流PWM；4） 空間矢量PWM（SVW）；5） 隨機PWM；6） 滯環(huán)電流控制PWM；7） 瞬時電流控制正弦PWM；8） Delta調(diào)制PWM；9） Sigma Delta調(diào)制PWM通常PWM技術(shù)可以按電壓控制或電流控制來分類，或按前饋方式或反饋方式來分類，也可以按基于斬波或不基于斬波來分類。圖518解釋了通過PWM控制輸出電壓的工作原理。由于在基波頻率的每個周期僅開關(guān)六次，因此逆變器的控制簡單而且開關(guān)損耗低。致謝本論文是在導(dǎo)師李博高級工程師的悉心指導(dǎo)和殷切關(guān)懷下完成的。 6 總結(jié)大功率感應(yīng)電動機由于轉(zhuǎn)動慣量大，即使在空載起動時，其時間也較長，因此如果直接起動的話，其起動電流往往很高，會對電網(wǎng)產(chǎn)生電流沖擊，影響電網(wǎng)其他設(shè)備的正常運行；或因為起動電流超過電網(wǎng)過電流保護(hù)整定值而動作，造成電動機無法啟動運行等現(xiàn)象，為此，大功率感應(yīng)電動機一般需要采取一定的起動措施，如：Y/Δ起動、自耦變壓器減壓起動、定子串電抗器減壓起動、電子軟啟動等方式，在眾多的起動方式中，電子軟啟動作為一種利用電力電子技術(shù)實現(xiàn)的減壓起動方式，由于具有起動方式靈活、起動功能完善、參數(shù)易于調(diào)整、并能利用微機控制系統(tǒng)對起動過程進(jìn)行控制、監(jiān)視和保護(hù)等，因此利用電子軟啟動器控制大電動機的起動過程已經(jīng)成為當(dāng)今的主流方式。軟起動裝置由于大大降低了起動電流，如按企業(yè)年產(chǎn)1200臺、平均每臺按110KW計算，則配電系統(tǒng)所需變壓器容量，可比采用傳統(tǒng)起動設(shè)備時候減少16萬千伏安，如按其中20％是靠電力增容解決。在重要的操作運行指令，如開、關(guān)閉中斷，返回，跳轉(zhuǎn)指令后，再寫上同樣的指令，當(dāng)前面的指令在解釋執(zhí)行時，遇上干擾而被淹沒時，則大多數(shù)情況下，后面同樣的指令執(zhí)行可使程序運行不受干擾的影響。但若程序“跑飛”或“死機”，就不可能按時“喂狗”，從而看門狗就會產(chǎn)生溢出強行復(fù)位系統(tǒng)，將應(yīng)用程序重新納入正軌。在單片機應(yīng)用系統(tǒng)中，由于干擾的因素，常常會出現(xiàn)程序“跑飛”或“死機”現(xiàn)象，使系統(tǒng)不能正常工作。雙絞線能使各個小環(huán)節(jié)的電磁感應(yīng)干擾相互抵消。因而能分到光藕輸入端的噪聲很小。在過程通道中長線傳輸是干擾的主要原因，為了保證傳輸?shù)目煽啃?，主要措施有光藕隔離、雙絞線傳輸。當(dāng)濾波電路處于高電壓工作時，則宜采用小電容和允許的最大電感構(gòu)成濾波網(wǎng)絡(luò)。因此隔離變壓器的初級和次級之間用屏蔽層隔離，減小其分布電容，以提高抗共模干擾的能力。此干擾可從系統(tǒng)主回路進(jìn)入控制回路部分，影響系統(tǒng)的功能甚至使系統(tǒng)癱瘓，危害非常大。硬件措施必須處于主要地位，否則，CPU將為抗干擾而花費大量時間，主要工作卻不能及時執(zhí)行，嚴(yán)重影響系統(tǒng)的工作效率和實時性。第三部分是微機系統(tǒng)內(nèi)部，即處理器CPU，由于CPU是低電壓供電，容易被干擾竄入，使總線上的數(shù)字信號混亂，引發(fā)一系列后果。干擾對微機系統(tǒng)的作用可以分為三部分。各種傳感器、輸入輸出線路的絕緣不良，均有可能引入干擾。T2每10ms發(fā)生一次中斷，在中斷服務(wù)程序完成晶閘管觸發(fā)脈沖角的計算與控制命令輸出。12ms將完成6個位的循環(huán)顯示。圖31 主程序流程框圖 Flow chart of main control procedures主程序完成系統(tǒng)自檢、變量的初始化、鍵盤掃描、參數(shù)修改等任務(wù)。圖212 驅(qū)動電路 Drive circuit 這部分電路包括，～，發(fā)光二極管～見附錄圖。圖211 鍵盤和顯示電路 Keyboard and display circuit 這部分主要用于驅(qū)動輸出，使繼電器吸合或釋放來達(dá)到控制目的。接口端子CON則是通用的9針RS232物理接口。鍵盤信號連接到單片機的PA3～PA7端口，以判斷哪個鍵盤按下；而發(fā)光二極管～和電阻～則用于指示哪個鍵盤按下了，如鍵盤按下，則發(fā)光二極管發(fā)亮。由于三個通道電路設(shè)計一樣，、通道電路可由附錄圖和圖29容易得到。經(jīng)兩個無緣低通濾波器濾波后得穩(wěn)定的直流平均電壓信號，這兩個無緣低通濾波器分別由、和、組成。其中通道的電路如圖26所示。該電路主要由可調(diào)電阻、運放LM324（包括U5B、U5C、U5D） 組成。圖27 LM324的管腳連接圖和典型原理圖 Typical pin connection diagram and schematic diagram of LM324經(jīng)比例調(diào)節(jié)后的信號再由兩個無緣濾波器、和、（均見附錄圖）濾波得到穩(wěn)定的直流電壓信號。；工作溫度范圍：0～+55℃。雙電源工作時，引腳3(VSS)接負(fù)電源，其允許施加的電壓幅值為4～9V，引腳17(VDD)接正電源，允許施加的電壓為+4～+9V。該端連接的電容值大小決定了移相鋸齒波的斜率和幅值，應(yīng)用中分別通過一個相同容量的電容接地。(c）引腳6()：TC787/TC788工作方式設(shè)置端。3）控制端a）引腳4()：移相控制電壓輸入端。應(yīng)用中，分別接經(jīng)輸入濾波后的同