【正文】 更好的濾波，并接近于正弦波。選擇載波頻率需要折中考慮逆變器損耗和點(diǎn)擊損耗。高的載波頻率（與開關(guān)頻率相同）將使逆變的開關(guān)損耗增加，但會(huì)減少電機(jī)的諧波損耗。最有的載波頻率選擇應(yīng)使系統(tǒng)的總損耗減小。PWM開關(guān)頻率的一個(gè)重要影響是當(dāng)逆變器向電機(jī)提供功率時(shí)由磁滯效應(yīng)產(chǎn)生的噪聲（也稱為磁噪聲）。這種噪聲可以通過隨機(jī)的改變PWM開關(guān)頻率而減輕（隨機(jī)SPWM）,通過吧開關(guān)頻率增加到高于音頻范圍，也可以把這種噪聲完全消除?，F(xiàn)代高速IGBT可以很容易的實(shí)現(xiàn)這種無(wú)音頻噪聲的變頻傳動(dòng)。逆變器輸出端的低通濾波器也可以消除這種噪聲。 當(dāng)調(diào)制指數(shù)m接近于1時(shí)，在正，負(fù)半周期中間位置附近的凹口和脈沖將趨于消失。為了使器件能有一個(gè)完整的開關(guān)操作，應(yīng)保持一個(gè)最小的凹口和脈沖寬度。當(dāng)這個(gè)最小脈寬的凹口和脈沖消失時(shí)，負(fù)載電流會(huì)有一個(gè)瞬態(tài)跳變。對(duì)IGBT逆變器，這個(gè)跳變可能是比較小的；但對(duì)于電力GTO晶閘管逆變器，由于器件變速的開關(guān)，這個(gè)跳變會(huì)很大。m的數(shù)值可以增加到大于1進(jìn)入準(zhǔn)PWM區(qū)域，圖521所示為正半周期操作。圖中在正半周期中間附近脈沖向下的凹口不見了，從而給出了一個(gè)具有較高的基波成分的準(zhǔn)方波輸出。如圖522所示，在過調(diào)區(qū)，傳遞特性是非線性的，波形中重新出現(xiàn)了5次和7次諧波成分。隨著m數(shù)值的增加，即調(diào)制信號(hào)的增大，最終逆變器將給出一個(gè)方波輸出，器件在方波的上升沿開關(guān)一次，在下降沿開關(guān)一次。在這種情況下，輸出基波相電壓峰值達(dá)到4（）/，即達(dá)到100%的輸出，如圖522所示。 圖521 過調(diào)制區(qū)的波形 圖522 SPWM過調(diào)制輸出傳遞特性 對(duì)于變速傳動(dòng)，逆變器輸出電壓和頻率應(yīng)按圖214所示關(guān)系變化。在恒功率區(qū)，逆變器以方波模式工作從而可以獲得最大電壓。在恒轉(zhuǎn)矩區(qū)，逆變器輸出電壓可以采用PWM控制。通常希望逆變器工作時(shí)載波與調(diào)制波頻率比P為一整數(shù)，即在整個(gè)工作范圍內(nèi)調(diào)制波與載波保持同步。但當(dāng)P保持為一定值，在基波頻率下降時(shí)，會(huì)使載波頻率也隨之變得很低，就電機(jī)的諧波損耗而言，這通常是不希望的。圖523給出了一個(gè)GTO晶閘管逆變器實(shí)際的載波與基波頻率的關(guān)系。當(dāng)基波頻率很低時(shí)，載波頻率保持恒定。逆變器以自由運(yùn)行方式或稱一部模式工作。在這個(gè)區(qū)域，載波比P可以是一個(gè)非整數(shù)，相位可能連續(xù)的移動(dòng)，這將會(huì)產(chǎn)生諧波問題以及變化的直流偏移（差拍效應(yīng)）。隨著數(shù)值的下降，這個(gè)問題會(huì)變得越發(fā)的嚴(yán)重。在這里應(yīng)該提及的是，與基波頻率變化范圍相比，現(xiàn)代IGBT器件的開關(guān)頻率是非常高的，這使得PWM逆變器可以在整個(gè)異步范圍內(nèi)得到滿意的操作。如圖523所示，在異步運(yùn)行區(qū)后是同步區(qū)，在這個(gè)區(qū)，P以一種階梯的方式變化，這使得最大和最小頻率保持在設(shè)定邊界值內(nèi)的一個(gè)特定區(qū)域。P的數(shù)值總是保持為三的倍數(shù)，這是因?yàn)閷?duì)無(wú)中線連接的負(fù)載，三的倍數(shù)次諧波是不需要考慮的。當(dāng)調(diào)制波頻率接近于額定頻率（f/f=1）時(shí)，逆變器轉(zhuǎn)換到方波模式工作，這里假設(shè)這是載波頻率與基波頻率相等。在整個(gè)工作范圍，控制策略應(yīng)該仔細(xì)的設(shè)計(jì)，使在載波頻率跳變的時(shí)刻，不產(chǎn)生電壓的跳變，并且為了避免相鄰P值之間的抖動(dòng)，在跳變點(diǎn)應(yīng)設(shè)置一個(gè)窄的滯環(huán)帶。523 載波頻率f/f的關(guān)系 由于死區(qū)（或封鎖）效應(yīng)，實(shí)際的PWM逆變器的相電壓（）波形會(huì)在某種程度上偏離519所示的理想波形。這種效應(yīng)可以用圖524中三相逆變橋中的a相橋臂來(lái)解釋。電壓源型逆變器的一個(gè)基本控制原則是要導(dǎo)通的器件應(yīng)滯后于要關(guān)斷的器件一個(gè)死區(qū)時(shí)間t（典型值為幾微妙）以防止峭壁的直通。這是因?yàn)槠骷膶?dǎo)通是非常快的，而相對(duì)來(lái)說(shuō)關(guān)斷是比較慢的。死區(qū)效應(yīng)會(huì)導(dǎo)致輸出電壓的畸變并減小其幅值?？紤]圖524所示PWM操作，如圖示，a相電流i的方向?yàn)檎３跏紶顟B(tài)Q為導(dǎo)通，的幅值為+。Q在理想的開關(guān)點(diǎn)關(guān)斷后，在Q導(dǎo)通前有一個(gè)時(shí)間間隔t，在這個(gè)間隔，Q和Q都處于關(guān)斷狀態(tài)，但+ V。現(xiàn)在考慮在理想開關(guān)點(diǎn)從Q到Q的帶有延遲時(shí)間t的開關(guān)轉(zhuǎn)換。當(dāng)兩個(gè)器件都關(guān)斷時(shí)，+i繼續(xù)通過D流通，從而造成了如圖所示陰影面積的脈沖伏秒（Vt）面積損失。下面再考慮電流i的極性為負(fù)時(shí)的情況。仔細(xì)的觀察圖示波形可以看到Q導(dǎo)通的前沿有一個(gè)類似的伏秒面積的增加。注意，上述伏秒面積的損失或增加僅僅取決于電流的極性，而與電流的幅值無(wú)關(guān)。圖525給出了在每一個(gè)載波周期T分別對(duì)應(yīng)于+i和i的伏秒面 圖524 半橋逆變器死區(qū)效應(yīng)的波形積（Vt）損失和增加的積累效應(yīng)對(duì)基波電壓波形的影響。圖中基波電流i滯后于基波電壓一個(gè)相位角。圖525中最下面的圖解釋了死區(qū)效應(yīng)。把由Vt構(gòu)成的這些面積累加起來(lái)并在基波頻率的半周期內(nèi)加以平均可得出方波偏移電壓V為 （536）式中，P=，f為基波頻率，圖525中最上端的波形給出了V波對(duì)理想波的影響。在較低的基波頻率下，這種基波電壓的損失以及低頻諧波畸變會(huì)變得很嚴(yán)重。死區(qū)效應(yīng)可以很容易的通過電流反饋或電壓反饋方法進(jìn)行補(bǔ)償。對(duì)于點(diǎn)一種方法，通過對(duì)相電流極性的檢測(cè)，將一個(gè)固定量的補(bǔ)償偏移電壓加到調(diào)制波上；對(duì)后一種方法，將檢測(cè)的輸出相電壓與PWM電壓參數(shù)信號(hào)相對(duì)比，延后把偏差用于補(bǔ)償PWM參考調(diào)制波。 特定諧波消除PWM（SHEPWM）應(yīng)用特定諧波消除PWM（SHEPWM）可以將方波中不希望有的低次諧波消除，并控制輸出基波電壓的大小，如圖526所示。在這種方法中，要在方波電壓中開出一些預(yù)先確圖525 輸出相電壓波形的死區(qū)效應(yīng)定好角度的凹槽。圖中所示為四分之一波對(duì)稱的正半周波形，可以通過控制圖中四個(gè)凹槽角，和消除三個(gè)特定的諧波成分，同時(shí)控制輸出基波電壓。如果圖示波形中有更多的凹槽角，責(zé)可以消除更多的諧波成分。圖526 特定諧波消除PWM的相電壓波形 任何波形均可用如下傅立葉級(jí)數(shù)展開形似表示： v（t）= （537）式中 （538） （539）對(duì)于四分之一周期對(duì)稱的波形，波形中將只含有正弦項(xiàng)，并且只含有幾次諧波成分。因此有 a=0 （540）v（t）= （541）式中 （542） 假設(shè)圖示波形具有單位幅值，即v（t）=，則b可以求出如下： （543）根據(jù)表達(dá)式 （544）可以得出式（543）中的第一項(xiàng)和最后一項(xiàng)為 （545） （546）將式（545），式（546）代入式（543）并求出式中其它的積分項(xiàng)，可得 （547）注意在（547）中有k個(gè)變量（即，，…，），因此需要有k個(gè)方程式去解出這k個(gè)變量的數(shù)值。通過求解出這k個(gè)角度，可以使基波電壓得到控制并且消除k1個(gè)頻率的特定諧波。圖537 消除5次和6次諧波時(shí)凹槽角與基波輸出電壓關(guān)系考慮下面的例子，消除5次和7次諧波（最低次的特定諧波）并控制基波電壓，3次諧波以及三的倍數(shù)次諧波在無(wú)中線連接的電機(jī)負(fù)載中不可以不考慮。在這種情況下，k=（547），可以得到如下方程：基波： （548）5次諧波： （549）7次諧波： （550）對(duì)于一個(gè)指定的基波電壓幅值，可以通過計(jì)算機(jī)程序用數(shù)值算法求解上面這組非線性超越方程組，算出、和的數(shù)值，如圖527所示。例如，給定50%的基波電壓（=），可得到數(shù)值為=176。 =176。 =176。從圖527還可以看到由于低次諧波的消除，較低次的其他特定諧波（如11次和13次）被顯著的增加了，但由于這些特定諧波的頻率比基波頻率高出很多，因此他們的影響不大。從圖527還可以看出，%時(shí)（100%對(duì)應(yīng)于方波電壓輸出），5次和7次諧波都可以完全消除。%時(shí)，=0后，在半周期外側(cè)的單一凹槽可以通過減小角度而對(duì)稱的變窄，最后跳變?yōu)橥暾姆讲?。?2給出了輸出基波電壓以1%步距變化時(shí)的角度的變化。圖528給出了輸出電壓為98%時(shí)的典型波形。注意，基波電壓的方向與角的整個(gè)變化范圍無(wú)關(guān)，%～100%的范圍內(nèi)變化時(shí)，會(huì)有某種程度的5次和7次諧波成分重新出現(xiàn)，但與限制電壓跳變所得的益處相比這是微不足道的。表52 %～100%范圍內(nèi)變化時(shí)的角變化930940950960970980990100000通過預(yù)先設(shè)置凹槽角的查尋表格，特定的諧波消除法可以很方便的用微機(jī)實(shí)現(xiàn)。圖529所示簡(jiǎn)單框圖給出了這種方法的而實(shí)現(xiàn)策略。對(duì)于一個(gè)給定的指令電壓,可以在查尋表格中得到相應(yīng)的凹槽角度，然后在時(shí)域里應(yīng)用一個(gè)減法計(jì)算器就可以產(chǎn)生相應(yīng)的電壓脈沖寬度。這里，計(jì)算器的脈沖為。例如，k=360，則可以產(chǎn)生分辨率為1的波形。圖528 輸出電壓為98%時(shí)的典型波形隨著基波頻率的下降，可以使凹槽的數(shù)量增多，這樣就可以消除更多的特定諧波，但是如前所述，每周期凹槽角的數(shù)量或者開關(guān)頻率本身是受到逆變器的開關(guān)損耗限制的。這種方法的一個(gè)明顯缺點(diǎn)就是當(dāng)基波頻率比較低時(shí)，查尋表會(huì)變得非常的大，因此，一種混合PWM方法成為一種非常具有吸引力的選擇，在這種方法中，在低頻、低電壓區(qū)域中使用SPWM方法；而在高頻區(qū)，使用特定諧波消除法。圖529 特定諧波消除法的實(shí)現(xiàn)框圖最小紋波電流PWM特定諧波消除PWM法的一個(gè)明顯缺點(diǎn)是當(dāng)較低次的諧波被消除時(shí)，與其相鄰的下一個(gè)較高次的諧波卻被增值了，如圖527所示。由于電機(jī)中諧波損耗是由紋波電流的有效值確定的，因此，應(yīng)該減小的是紋波電流有效值而不是某些個(gè)別的諧波。在前面已指出，與各次諧波電壓相對(duì)應(yīng)的諧波電壓值本質(zhì)上取決于斷崖的有效漏電感。因此紋波電流有效值可以表示如下： （551）式中，…為諧波電流有效值；L為電機(jī)每相的等效漏感，,…為諧波電流的峰值；n為諧波次數(shù)；為n次諧波電壓峰值；為基波頻率。相應(yīng)的諧波銅損為 （552）式中，R為電機(jī)每相的有效電阻。對(duì)于一組確定的凹槽角，從式（547）可以得到的表達(dá)式，將此式代入到式（551）中，就可以得到作為角函數(shù)的。對(duì)于一個(gè)確定基波幅值，通過計(jì)算機(jī)程序?qū)堑\(yùn)算可以求出最小化的。與諧波消除法相比，基于諧波損耗最小化修改的角查尋表是一種更理想的選擇。附錄B 外文文獻(xiàn) PULSE WIDTH MODULATION TECHNIQUES The threephase, sixstep inverter discussed before has several advantages and limitations. The inverter control is simple and the switching loss is low because there are only six switching per cycle of fundamental frequency .Unfortunately, the lower order harmonics of the sixstep voltage wave will cause large distortions of the current wave unless filtered by bulky and uneconomical lowpass filters. Besides, the voltage control by the lineside rectifier has the usual disadvantages[17]. PWM PrincipleBecause an inverter contains electronic switches ,it is possible to control the output voltage as well as optimize the harmonics by performing multiple switching within the inverter with the constant dc input voltage .The PWM principle to control the output voltage is explained in Figure fundamental voltage has the maximum amplitude（4/）at square wave, but by creating two notches as shown ,the magnitude can be reduced. If the notch widths are increased, the fundamental voltage will be reduced.