【正文】 M 控制器，通過(guò)PWM 控制器控制 MOSFET 斬波電路從而控制輸出， PWM 控制器使用 TL494, 本次設(shè)計(jì)中使用的控制策略為 PID 算法。 PWM。 U iSU i0T O N U 0t0t0( b )V( a )U 0 (a) 電路圖； (b) 波形圖 圖 11 開(kāi)關(guān)電源的工作原理 為方便分析開(kāi)關(guān)電源電路，定義脈沖占空比如下 ` TTD ON? (11) 式中， T 表示開(kāi)關(guān) S 的開(kāi)關(guān)重復(fù)周期； TON 表示開(kāi)關(guān) S 在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的導(dǎo)通時(shí)間。若保持 n0T 不變，利用改變開(kāi)關(guān)頻率 f=1/T 實(shí)現(xiàn)脈沖占空比調(diào)節(jié)，從而實(shí)現(xiàn)輸出直流電壓 Uo 穩(wěn)壓的方法，稱(chēng)做脈沖頻率調(diào)制 (PFM)。 開(kāi)關(guān)電源的組成 開(kāi)關(guān)電源的基本組成所示。 DC/DC 變換器有多種電路形式，其中控制波形為方波的 PWM變換器以及工作波形為準(zhǔn)正弦波的諧振變換器應(yīng)用較為普遍。由于開(kāi)關(guān)電源省掉了笨重的電源變壓器，節(jié)省了大量的漆包線(xiàn)和硅鋼片，從而使其重量只有同容量線(xiàn)性電源的 1/5，體積也大大縮小了 ； (3) 穩(wěn)壓范圍寬。在開(kāi)關(guān)電源中，由于可以方便地設(shè)置各種形式的保護(hù)電路，因此當(dāng)電源負(fù)載出現(xiàn)故障時(shí)，能自動(dòng)切斷電源，保障其功能可靠 ； (5) 功耗小。 （ 1）高效 電源管理從以前的線(xiàn)性設(shè)計(jì)到當(dāng)今的開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)，是高效電源發(fā)展的一種集中體現(xiàn)。 汪強(qiáng)：基于單片機(jī)的開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì) 6 （ 2）低功耗 隨著各種整機(jī)設(shè)備市場(chǎng)規(guī)模的不斷增長(zhǎng)和社會(huì)對(duì)環(huán)保問(wèn)題的日益重視，功耗問(wèn)題逐漸成為關(guān)注熱點(diǎn)，電源管理和電源控制市場(chǎng)成為整個(gè)半導(dǎo)體產(chǎn)業(yè)中最為活躍 的領(lǐng)域之一，降低電子產(chǎn)品功耗這一需求，將推動(dòng)電源管理器件市場(chǎng)的穩(wěn)步發(fā)展。 （ 5）多功能 2020 年，美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體公司 (NS)宣布推出一款可為先進(jìn)應(yīng)用及通信處理器提供供電的電源管理產(chǎn)品。開(kāi)關(guān)電源的一般結(jié)構(gòu)框圖如圖 21 所示 ，本設(shè)計(jì)通過(guò)對(duì)不同的方案的對(duì)比得出了最佳方案的設(shè)計(jì)。 +Vout+ 圖 23 隔離式 DCDC 結(jié)構(gòu) 控制方法及實(shí)現(xiàn)方案 方案一 :采用脈沖頻率調(diào)制 FPM(Pulse Frequency Modulation)的控制方式，其特征是固定脈沖寬度，利用改變開(kāi)關(guān)頻率的方法來(lái)調(diào)節(jié)占空比。 提高效率的方法及實(shí)現(xiàn)方案 針對(duì)提高效率的問(wèn)題，使用了如下兩種方案。改變控制器的開(kāi)關(guān)頻率使得開(kāi)關(guān)變壓器的磁損耗達(dá)到最小，以提高電源的轉(zhuǎn)換效率。 功率變換部分：本設(shè)計(jì)選用隔離式開(kāi)關(guān)變壓器，隔離式開(kāi)關(guān)電源都是用高頻變壓器作為主要隔離器件， 并通過(guò) MOSFET 功率管對(duì) 300V 直流電壓進(jìn)行 PWM 斬波，送入到高頻開(kāi)關(guān)變壓器進(jìn)行功率的變換及傳送。 輸出電路部分：高頻開(kāi)關(guān)變壓器變送過(guò)來(lái)的高頻脈動(dòng)電動(dòng)勢(shì)不能直接用于輸出，需要對(duì)功率 PWM 波進(jìn)行高頻整流濾波。 MUR3060PT 肖特基二極管正向傳輸損耗低，而且不存在反向恢復(fù)損耗。 脈沖調(diào)寬電壓可由 3 腳直接送入的電壓來(lái)控制 ， 也可分別從兩個(gè)誤差放大器的輸入端送入 ， 通過(guò)比較、放大 ， 經(jīng)隔離二極管輸出到 PWM 比較器的正相輸入端。信號(hào)的給定則用 PWM 的方式進(jìn)行 D/A 輸出，對(duì) PWM 進(jìn)行二階濾波后，信號(hào)的輸出電壓 Uo=DU，其中 U 為 PWM 波形的高電平值。單片機(jī)定時(shí)采樣輸出端的電壓，通過(guò) ADC0832 送進(jìn)單片機(jī)進(jìn)行處理，單片機(jī)根據(jù)處理結(jié)果輸出更新的控制信號(hào)，經(jīng)過(guò)光電耦合器濾除干擾后輸出控制信號(hào)控制功率開(kāi)關(guān)管工作狀態(tài)。 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 11 第 3 章 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì) 隔離式高頻開(kāi)關(guān)電源 隔離式開(kāi)關(guān)電源的變換器具有多種形式。隔離式高頻開(kāi)關(guān)電源電路的共同特點(diǎn)就是具有高頻變壓器，直流穩(wěn)壓是從變壓器次級(jí)繞組的脈沖電壓整流濾波而來(lái)。 220V市電經(jīng)整流橋整流以后，變?yōu)榧s 300V 的。 220V市電經(jīng)整流橋整流以后，變?yōu)榧s 300V 的脈動(dòng)電壓，再由濾波電容平滑濾波后，得到較為平直的 300V 直流電壓， 以給開(kāi)關(guān)變壓器供電。 輸入浪涌保護(hù)器件 隔離式開(kāi)關(guān)電源在加電時(shí)，會(huì)產(chǎn)生極高的浪涌電流。 通常廣泛采用的措施有兩種，一種方法是利用電阻一雙向可控硅并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)；另一種方法是采用負(fù)溫度系數(shù) (NTc)的熱敏電阻。 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 13 RTl和 RTz與 NTc 熱敏電阻的電阻 — 溫度特性和溫度系數(shù)的關(guān)系如圖 33 所示 圖 33 熱敏電阻的溫度系數(shù) 圖 33 中，α是熱敏電阻的溫度系數(shù)，用每度百分比 (％／ c)表示。由于熱敏電阻具有負(fù)溫度系數(shù)，隨著電阻的加熱，其電阻值開(kāi)始下降，如果熱敏電阻選擇得合適，在負(fù)載電流達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，其阻值應(yīng)該是最小。受?chē)?yán)重的雷電影響，電網(wǎng)上的高壓尖峰可達(dá) 5kv。當(dāng)高壓尖峰瞬間出現(xiàn)在壓敏電阻兩端時(shí)，它的阻抗急劇減小到一個(gè)低值，消除了尖峰電壓使輸入電壓達(dá)到安全值。 功率變換電路設(shè)計(jì) 隔離全橋推挽變換電路 一般情況下，隔離式開(kāi)關(guān)電源都是用高頻變壓器作為主要隔離器件。 雙激式開(kāi)關(guān)電源比單激式開(kāi)關(guān)電源，具有輸出功率大、電壓紋波小、電壓輸出特性好等優(yōu)點(diǎn) ，如圖 35 所示： 圖 35 推挽式開(kāi)關(guān)變壓器電源各主要工作點(diǎn)的電壓、電流波形 圖 ）表示控制開(kāi)關(guān) K1 接通時(shí)，變壓器初級(jí)線(xiàn)圈 N1 繞組兩端的電壓波形 。 圖 ）中， Up、 Up 分別表示開(kāi)關(guān)變壓器次級(jí)線(xiàn)圈 N3 繞組兩端輸出電壓 Uo 的正最大值（半波平均值）和負(fù)最大值（半波平均值）， [Up]、 [Up ]分別表示開(kāi)關(guān)變壓器次級(jí)線(xiàn)圈 N3 繞組兩端反激輸出電壓的正最大值（半波平均值）和負(fù)最大值（半波平均值）。 根據(jù)圖 和圖 ，把整流輸出電壓 Uo 和 LC 濾波電路的電壓 Uc、電流 iL 整定 ，以便用來(lái)計(jì)算推挽式變壓器開(kāi)關(guān)電源儲(chǔ)能濾波電感、電容的參數(shù) 。設(shè)開(kāi)關(guān)電源的效率 ? =70%，則高頻變壓器的額定輸入功率 PI = P0 /? =600W。經(jīng)全波整流和濾波后直流輸入電壓的最大值、最小值分別為 UImax ≈ 360V， UImin ≈ 240V。 自饋繞組 UF 回路中的整流管 VD 1 采用 FR305 型快恢復(fù)二極管，其中 UF ≈ 1V。實(shí)際取 3N =13 匝，用 4 股 ? 的高強(qiáng)度漆包線(xiàn)并聯(lián)后繞制而成，電流密度可用 J=。 功率 MOSFET 和雙極型晶體管不同，它的柵極電容比較大，在導(dǎo)通之前要先對(duì)該電容充電，當(dāng)電容電壓超過(guò)閾值電壓（ VGSTH）時(shí) MOSFET 才開(kāi)始導(dǎo)通。專(zhuān)用驅(qū)動(dòng)器的脈沖上升延時(shí)、下降延時(shí)和傳播延遲都很短暫，電路種類(lèi)也非常齊全，可以滿(mǎn)足各類(lèi)產(chǎn)品的設(shè)計(jì)需要。可以看到，為了保證 MOSFET 導(dǎo)通，用來(lái)對(duì) CGS 充電的 VGS 要比額定值高一些，而且 CGS也要比 VTH 高?；パa(bǔ)導(dǎo)通，每個(gè)橋臂的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電路相互隔離。 電路對(duì)功率器件的控制要求，同時(shí)提高了驅(qū)動(dòng)電路的可靠性。 綜上考慮，選擇了如圖 37 的驅(qū)動(dòng)電路： 圖 37 2110 驅(qū)動(dòng)電路 上述電路中 R5， R6， R7， R8 四個(gè)電阻是作用是使電路均衡，緩沖和保護(hù)限流作用。 IR2110 的內(nèi)部功能框圖如圖 38所示。 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 21 圖 38 IR2110 的內(nèi)部結(jié)構(gòu) IR2110 用于驅(qū)動(dòng)半橋的電路如圖 39所示。此時(shí) VC1 可等效為一個(gè)電壓源。 圖 39 用于驅(qū)動(dòng)板橋的電路 （ 1）自舉電容的設(shè)計(jì) IGBT 和 PM（ POWERMOSFET）具有相似的門(mén)極特性。 例如 FUJI50A/600VIGBT 充分導(dǎo)通時(shí)所需要的柵電荷 Qg=250nC（可由特性曲線(xiàn)查得）， VCC=15V，那么 C1=2 250 10－ 9/(15－ 10－ )= 107F （ 318） 可取 C1= F 或更大一點(diǎn)的，且耐壓大于 35V 的鉭電容。則過(guò)剩電荷Δ Q=－= C，Δ Uc=Δ Q/C=，可得 Uc=10＋ =。 綜上所述，在選擇自舉電容大小時(shí)應(yīng)綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅(qū)動(dòng)性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅(qū)動(dòng)要求。 死區(qū)時(shí)間的設(shè)計(jì) 在設(shè)計(jì)過(guò)程中， MOSFET 開(kāi)關(guān)功率管經(jīng)常燒壞，是由于兩組功率管同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，功率開(kāi)關(guān)變壓器初級(jí)繞組一個(gè)給磁心正向激磁，另一個(gè)給磁心反向激磁，相互抵消。當(dāng)該引腳接地時(shí)，死區(qū)時(shí)間約占總周期的 35%。假設(shè) PWM 波的頻率為 f，高電平電壓 為 V，占空比為 a。處于穩(wěn)態(tài)時(shí)，電容積累的電荷與釋放的電荷數(shù)量相等，因此電壓會(huì)在一個(gè)穩(wěn)定的電壓值附近做小幅度的波動(dòng)，忽略這樣的紋波，則電容兩端的電壓與 PWM 占空比呈線(xiàn)性關(guān)系。此外還應(yīng)根據(jù)電壓精度要求確定 RC 參數(shù)。 汪強(qiáng)：基于單片機(jī)的開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì) 26 U re fP W M 比較器振蕩器R QSP W M 鎖存器誤差放大器時(shí)鐘頻率TU 1電壓反饋電路UoUrUjVTRsVD 1VD 2L+CoUo（ a ）時(shí)鐘頻率UrUj鎖存器輸出P W M 響應(yīng)波形（ b ） 圖 314 電壓反饋回路及 PWM 的響應(yīng)波形 這個(gè)電路利用 TL494 內(nèi)部誤差放大器 2 進(jìn)行反饋穩(wěn)壓。此外 ， 微調(diào)VREF 可調(diào)整輸出電壓的數(shù)值 ， 使輸出電壓在 40V 左右。當(dāng) R30 上取出的電壓信號(hào)足夠大使其絕對(duì)值超過(guò) 2 腳電位時(shí) ， 誤差放大器 1 將翻轉(zhuǎn)并關(guān)閉脈沖信號(hào)輸出 ， 進(jìn)而起到過(guò)流保護(hù)作用。而在單端方式時(shí)，其兩路驅(qū)動(dòng)脈沖為同步同相。 5％基準(zhǔn)電壓，其溫度穩(wěn)定性好，可作為給定信號(hào)或保護(hù)基準(zhǔn)信號(hào)； 1 16 腳：內(nèi)部誤差放大器 2 的反向輸入端與同相輸入端，用于過(guò)電壓和過(guò)電流保護(hù)。 內(nèi)止 5V 參考基準(zhǔn)電壓源。 汪強(qiáng)：基于單片機(jī)的開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì) 28 2. 工作原理 TL494 是一個(gè)固定頻率的脈沖寬度調(diào)制電路，內(nèi)置了線(xiàn)性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過(guò)外部的一個(gè)電阻和一個(gè)電容進(jìn)行調(diào)節(jié)，其振蕩頻率如下： TT CRf ?? （ 330） 輸出脈沖的寬度是通過(guò)電容 CT上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個(gè)控制信號(hào)進(jìn)行比較來(lái)實(shí)現(xiàn)。 如 圖 316 所示 : 圖 316 TL494 輸出波形圖 控制信號(hào)由集成電路外部輸入，一路送至死區(qū)時(shí)間比較器，一路送往誤差放大器的輸入端。兩個(gè)誤差放大器具有從 到（ ）的共模輸入范圍，這可能從電源的輸出電壓和電流察覺(jué)得到。如果工作于單端狀態(tài)，且最大占空比小于 50%時(shí)，輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)分別從晶體管 Q1 或 Q2 取得。 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 。在單端工作模式下，當(dāng)需要更高的驅(qū)動(dòng)電流輸出， 如圖 317 所示， 亦可將 Q1 和 Q2 并聯(lián)使用，這時(shí)，需將輸出模式控制腳接地以關(guān)閉雙穩(wěn)觸 發(fā)器。 當(dāng)比較器 CT 放電，一個(gè)正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸出端，受脈沖約束的雙穩(wěn)觸發(fā)器進(jìn)行計(jì)時(shí)，同時(shí)停止輸出管 Q1 和 Q2 的工作。當(dāng)把死區(qū)時(shí)間控制輸入端接上固定的電壓（范圍在 0— 之間）即能在輸出脈沖上產(chǎn)生附加的死區(qū)時(shí)間。當(dāng)雙穩(wěn)觸發(fā)器的時(shí)鐘信號(hào)為低電平時(shí)才會(huì)被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號(hào)期間才會(huì)被選通。 內(nèi)置功率晶體管可提供 500mA 的驅(qū)動(dòng)能力。 片內(nèi)置線(xiàn)性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個(gè)（一個(gè)電阻和一個(gè)電容）。它的工作頻率為 1300kHz，輸出電壓達(dá) 40V，輸出電流為安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 27 200mA。 TL494 的輸出三極管可接成共發(fā)射極及射極跟隨 2 種方式，因而可以選擇雙端推挽輸出或單端輸出方式。從 40V 輸出主回路上取出的電流控制信號(hào)經(jīng) R24 接至誤差放大器 1 的 1 腳和 2腳上 ， 其中反相輸入端 2 腳的電位由 14 腳輸出的 5V 基準(zhǔn)源經(jīng)過(guò) (RP2， R27)和 (R24，R30)分壓后獲得。輸出電壓 UO 加到 16 腳 ， 作為誤差放大器 2 的同相輸入。該電路簡(jiǎn)單可靠，損耗極小。直流電壓精度定義為： ??)()1]()[(2 111 12 LHhHLHHVVCRTVVVVVVV??????? （ 329） 總之，設(shè)計(jì) PWM 波 RC 濾波電路時(shí)，應(yīng)根據(jù)響應(yīng)時(shí)間要求，確定時(shí)間 常數(shù)，并且使 RC 時(shí)間常數(shù)遠(yuǎn)大于 PWM 周期。電容積累的電荷數(shù)多于釋放的電荷數(shù)。 PWM 通過(guò)簡(jiǎn)單的 LC濾波網(wǎng)絡(luò)可以得到與信號(hào)占空比成線(xiàn)性關(guān)系的直接電壓，從而實(shí)現(xiàn) 電壓 轉(zhuǎn)換。如圖 310 所示為產(chǎn)生共態(tài)導(dǎo)通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形： 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 23 圖 310 產(chǎn)生共態(tài)導(dǎo)通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形 為解決如上圖所示的死區(qū)時(shí)間的問(wèn)題，我們使用 TL494 芯片，其 4 腳是控制死區(qū)時(shí)間引腳。 （ 4）自舉二極管的選擇 自舉二極管是一個(gè)重要的自舉器件，它應(yīng)能阻斷直流干線(xiàn)上的