【正文】 ............................................................................... 16 汪強(qiáng)：基于單片機(jī)的開關(guān)電源設(shè)計(jì) 4 第 1 章緒論 開關(guān)電源工作原理 開關(guān)電源就是采用功率半導(dǎo)體器件作為開關(guān)元件，通過周期性通斷開關(guān)，控制開關(guān)元件的占空比調(diào)整輸出電壓，開關(guān)電源的工作原理可以用圖 11 進(jìn)行說明。 開關(guān)電源直流輸出 電壓 Uo 與輸入電壓 Ui 之間有如下關(guān)系： Uo=UiD (12) 由式 (11)和式 (12)可以看出，若開關(guān)周期 T 一定，改變開關(guān) S 的導(dǎo)通時(shí)間 n0T ，即可改變脈沖占空比 D，從而達(dá)到調(diào)節(jié)輸出電壓的目的。由于該方式的開關(guān)頻率不固定，因此輸出濾波電路的設(shè)計(jì)不安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 5 易實(shí)現(xiàn)最優(yōu)化。其中 DC/DC 變換器用以進(jìn)行功率 變換，它是開關(guān)電源的核心部分；驅(qū)動(dòng)器是開關(guān)信號(hào)的放大部分，對(duì)來自信號(hào)源的開關(guān)信號(hào)進(jìn)行放大和整形，以適應(yīng)開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)要求；信號(hào)源產(chǎn)生控制信號(hào)，該信號(hào)由它激或自激電路產(chǎn)生，可以是 PWM 信號(hào)、 PFM 信號(hào)或其他信號(hào)；比較放大器對(duì)給定信號(hào)和輸出反饋信號(hào)進(jìn)行比較運(yùn)算，控制開關(guān)信號(hào)的幅值、 頻率、 波形等，通過驅(qū)動(dòng)器控制開關(guān)器件的占空比，以達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓值的目的。開關(guān)電源的負(fù)載變換瞬態(tài)響應(yīng)主要由輸出端 LC 濾波器的特性決定，所以可以通過提高開關(guān)頻率、 降低輸出濾波器 LC 的方法來改善瞬態(tài)響應(yīng)特性。開關(guān)電源的交流輸入電壓在 90~270 V 內(nèi)變化時(shí)，輸出電壓的變化在 177。由于開關(guān)電源的工作頻率高，一般在 20 kHz以上，因此濾波 元件的數(shù)值可以大大減小，從而減小功耗；特別是，由于功率開關(guān)管工作在開關(guān)狀態(tài)，損耗小，不需要采用大面積散熱器，電源溫升低，周圍元件不致因長期工作在高溫環(huán)境而損壞，因此采用開關(guān)電源可以提高整機(jī)的可靠性和穩(wěn)定性 [2]。各國積極倡導(dǎo)節(jié)能環(huán)保而紛紛制定的高效電源規(guī)范，也是推動(dòng)高效節(jié)能電源、低待機(jī)能耗產(chǎn)品應(yīng)用的主要?jiǎng)恿Α? （ 3）智能化 運(yùn)用電源管理程序?qū)崿F(xiàn)節(jié)電控制也是非常有效而可行的方法，目前大多數(shù)筆記本，普遍采用這種智能節(jié)電管理技術(shù)，它是利用軟件的方法對(duì)各主要耗電部件的用電狀態(tài)控制，對(duì)暫不工作的部件減少甚至停止供電。它具有可編程的靈活性，可為采用 ARM 技術(shù)的應(yīng)用及通信處提供穩(wěn)定的供電。 C 1V D 1輸 入 整 流 濾 波 器TV T功 率 開 關(guān) 管 及 高 頻 變 壓 器V D 2LC 2輸 出 整 流 濾 波 器UU oP W M比 較 器振 蕩 器U r e f誤 差 放 大 器P W M 調(diào) 節(jié) 器直 流 電 壓2 0 k H z ~ 1 M H z5 0 H z直 流 電 壓 圖 21 開關(guān)電源的一般框圖 DCDC 主回路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 方案一：主回路采用非隔離推挽式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（如圖 22 所示），只能獲得低于輸入電壓的輸出電壓，且輸出電壓與輸入電壓不隔離，容易引起觸電事故。輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍大，但要求濾波電路必須在寬頻帶下工作。 方案一：降低開關(guān)變壓器次級(jí)的輸出整流管 VD2 的損耗，進(jìn)而提高變換效率。 主體思路 采用 80C51 單片機(jī) 對(duì)基于控制 PWM 的不對(duì)稱半橋式功率變換器的數(shù)字控制， 實(shí)現(xiàn)直流輸出電壓的設(shè)定和步進(jìn)的連續(xù)調(diào)整，最大輸出電流為 5A。 驅(qū)動(dòng)電路部分：高壓側(cè) MOSFET 選用 IRFPF50，低壓側(cè)選用 IRF540 和 IRF5305。由 PWM 控制器的輸出 PWM 的頻率可知，整流管的開關(guān)頻率必須大于 500KHz。 PWM 控制部分：由開關(guān)電源專用控制芯片 TL494 控制 PWM 的輸出， TL494 的振蕩頻率由其 6 引腳的 RC 值決定，約為 f=（ RC）。兩個(gè)放大器可獨(dú)立使用 ， 如分別用于反饋穩(wěn)壓和過流保護(hù) 。電網(wǎng) 整流濾波 變壓 整流 驅(qū)動(dòng)放大 MOSFET斬波 PWM調(diào)制 主機(jī) 反饋檢測 輸出 A/D 圖 24 系統(tǒng)總框圖 汪強(qiáng)：基于單片機(jī)的開關(guān)電源設(shè)計(jì) 10 PWM 選用 16 位計(jì)數(shù)方式，則 D/A 的分辨率為 1/65535，此分辨率完全滿足了本設(shè)計(jì)的要求。在本系統(tǒng)中，用戶可以根據(jù)需要從鍵盤輸入期望的電壓，單片機(jī)會(huì)根據(jù)鍵盤輸入與采樣電壓的差值，更新脈寬，使電源輸出相應(yīng)電壓，更新脈寬后，單片機(jī)會(huì)馬上調(diào)用 PID 控制算法，對(duì)輸出電壓進(jìn)行穩(wěn)定控制。主要分為半橋式、全橋式、推挽式、單端反激式、單端正激式等。開關(guān)電源的基本功能框圖如圖 31 所示。如圖 32 所示。 輸入濾波電容 在交流輸入電壓最低時(shí)，整流濾波后的直流電壓的脈動(dòng)值 Vpp 是最低輸入交流電壓峰值的 20%25%。所以必須在電源的輸入端采取一些限流措施，才能有 效地將浪涌電流減小到允許的范圍之內(nèi)。用以增加對(duì)交流線路的阻抗，把浪捅電流減小到安全值。當(dāng)開關(guān)電源接通時(shí)，熱敏電阻的阻值基本上是電阻的標(biāo)稱值。這樣，就不會(huì)影響整個(gè)開關(guān)電源的效率。 另一方面，電感性開關(guān)產(chǎn)生的電壓尖峰的能量滿足下面的公式： ILW ?? 221 （ 33） 式 33 中 L 是電感器的漏感， I 是通過線圈的電流。瞬間的能量消耗在壓敏電阻上，在選擇壓敏電阻時(shí)應(yīng)按下述步驟進(jìn)行。在電路中，它是以變壓器的形式出現(xiàn)的，但實(shí)際上它起的作用是扼流圈。 圖 ）表示控制開關(guān) K2 接通時(shí)，變壓器初級(jí)線圈 N2 繞組兩端 的電壓波形 。 圖 ） 中，實(shí)線波形對(duì)應(yīng)控制開關(guān) K1接通時(shí)，開關(guān)變壓器次級(jí)線圈 N3繞組兩端輸出 電壓經(jīng)橋式或全波整流后的波形；虛線波形對(duì)應(yīng)控制開關(guān) K2接通時(shí)，開關(guān)變壓器安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 15 次級(jí)線圈 N3繞組兩端輸出電壓經(jīng)橋式或全波整流后的波形。 時(shí)為 00 DFInUI TnUL ii ???? （ 34） 或 00 為DFInUI TnUL ii ???? （ 35） 同時(shí)可以求得輸出電壓 Uo 為： 為??? inUU （ 36） 磁芯的選擇 高頻變壓器的最大承受功率 PM 與磁芯截面積 S J （單位是 cm2 ）之間存在下述經(jīng)驗(yàn)公式。設(shè)計(jì)高頻變壓器時(shí)應(yīng)留出余量，可取 P M =700W，代入式（ 37）中求出 SJ = cm2 ,即 Ae= 31 可知， EE55 型磁芯的 Ae=354mm2 ，與之最為接近 ,故選用 EE55。由于采用的是全橋推挽式變換電路，故占空比 D 可達(dá)到 100%，但考慮到要留一定的死區(qū)時(shí)間，以免燒壞 MOSFET 管，因此 Dmax 取 80 確定一次 繞組的匝數(shù) N1 一次繞組的安匝數(shù) N1 SI? 與所儲(chǔ)存的電能 W 之間存在下述關(guān)系式 N1 SI? =J7SB W10*2 ? （ 38） 將 W=， B=130mT， S J = cm2 一并代入（ 38）中，得到 N1 SI? = 安匝。繞組兩端的有效值電壓為 20V 時(shí)，經(jīng)整流濾波后可獲得大約 16V 的直流電源，向 TL494供電。 計(jì) 算空氣隙 ? 為防止高頻變壓器發(fā)生磁飽和現(xiàn)象而損壞開關(guān)功率管，需在 EE55 型磁芯的兩個(gè)側(cè)面各留出一定的空氣隙 ? 。因此，柵極驅(qū)動(dòng)器的負(fù)載能力必須足夠大，以保證在系統(tǒng)要求的時(shí)間內(nèi)完成對(duì)等效柵極電容（ CEI）的充電。 在計(jì)算柵極驅(qū)動(dòng)電流時(shí)，最常犯的一個(gè)錯(cuò)誤就是將 MOSFET 的輸入電容（ CISS）和 CEI 混為一談，于是會(huì)使用下面這個(gè)公式去計(jì)算峰值柵極電流。柵極電荷除以 VGS 等于 CEI，柵極電荷除以導(dǎo)通時(shí)間等于所需的驅(qū)動(dòng)電流（在規(guī)定的時(shí)間內(nèi)導(dǎo)通）。如果要驅(qū)動(dòng)功率較大的 MOSFET，控制芯片的驅(qū)動(dòng)能力就顯得不夠了，那么可以將控制芯片的驅(qū)動(dòng)信號(hào)加以 功率放大。尤其是上管采用外部自舉電容上電，使得驅(qū)動(dòng)電源數(shù)目較其他 IC驅(qū)動(dòng)大大減少，本開關(guān)電源主功率部分采用 1片 IR2110來驅(qū)動(dòng)全橋推挽的 2個(gè) MOSFET，僅需一路 10 V～ 20 V的電源。四個(gè)開關(guān)的作用是在飽和 時(shí)驅(qū)動(dòng)能力更強(qiáng)。由三個(gè)部分組成：邏輯輸入 ，電平平移及輸出保護(hù)。圖中 C VD1 分別為自舉電容和二極管， C2 為 VCC 的濾波電容。當(dāng) HIN 為低電平時(shí)， VM2 開通， VM1 斷開， S1 柵電荷經(jīng) Rg VM2 迅速釋放， S1 關(guān)斷。開通時(shí)，需要在極短的時(shí)間內(nèi)向門極提供足夠的柵電荷。 （ 2）懸浮驅(qū)動(dòng)的最寬導(dǎo)通時(shí)間 ton(max) 當(dāng)最長的導(dǎo)通時(shí)間結(jié)束時(shí)，功率器件的門極電壓 Vge 仍必須足夠高 ，即必須滿足式（ 1）的約束關(guān)系。由 U=Uc 及柵極輸入阻抗 R===1MΩ 可求出 t（即 ton(max)），由 === 可求出 ton(max)=106 10－ = （ 3）懸浮驅(qū)動(dòng)的最窄導(dǎo)通時(shí)間 ton(min) 在自舉電容的充電路徑上，分布電感影響了充電的速率。從功率器件的工作頻率、開關(guān)速 度、門極特性進(jìn)行選擇，估算后經(jīng)調(diào)試而定。這樣一來，功率開關(guān)變壓器的次級(jí)無感應(yīng)電壓產(chǎn)生，輸出端無直流電壓流出；而且，功率開關(guān)變壓器初級(jí)的兩個(gè)對(duì)稱繞組 將輸入直流電源電壓直接短路到兩只功率開關(guān)的集電極—發(fā)射極之間，使集電極峰值電流急劇增加，嚴(yán)重時(shí)兩只功率開關(guān)同時(shí)電流擊穿而被損壞。 輸出電路設(shè)計(jì) 濾波電路設(shè)計(jì) PWM 是一種周期固定，而高低電平占空比可調(diào)的 方波信號(hào)。如果 RC網(wǎng)絡(luò)的時(shí)間常數(shù)遠(yuǎn)大于 PWM 波的周期 T， Vin 和 Vout 波形如圖 312 所示： 汪強(qiáng)：基于單片機(jī)的開關(guān)電源設(shè)計(jì) 24 圖 312 Vin 和 Vout 波形圖 處于瞬態(tài)時(shí)， Vin 在高電平持續(xù)時(shí)間內(nèi)向電容充電，電容積累電荷，在低電平持續(xù)電間內(nèi)電容向 Vin 放電，電容釋放電荷。如圖 313 所示 ： 圖 313 Vout 與占空比 D 的關(guān)系 當(dāng) tTh 時(shí)，電容充電，電容兩端電壓表示為： 11)()( 1 CRtHH eVVVtu ???? （ 319） 由于 T=(Th+Tl)R1C1，所以 t/(R1C1)1，利用級(jí)數(shù)展開，得到： )1)(()( 111 CR tVVVtu HH ???? （ 320） 當(dāng) t=Th 時(shí)， )1)(()( 1112 CR TVVVTuV hHHh ????? （ 321） 當(dāng) tTh 且 tTh+Tl 時(shí)， 11)()( 2 CRTtHLheVVVtu ???? （ 322） 當(dāng) t=Th+Tl時(shí)， 11)( 23 CRTLLLeVVVV ???? （ 323） 在這樣的穩(wěn)態(tài)下，電容在一個(gè)周期內(nèi)的充放電會(huì)相等，所以有 V1=V3，即 1111 )1]()1)(([ VVCR TVCR TVVV LLLhHH ??????? （ 324） 忽略二階小量，得到： 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 25 ? ?T TVVV HLH ??1 （ 325） 由于 PWM 的占空比定義為： TTH?? （ 326） 所以： ?)(1 LH VVV ?? （ 327） 由于 V1=V3≈V2，所以當(dāng)電路處理穩(wěn)態(tài)時(shí)，電容兩端的電壓近似為直流電壓，表示為： ?)( LH VVu ?? （ 328） 可見，電容兩端的電壓與 PWM 高低電平之差以及占空比成比例關(guān)系。 電壓反饋電路設(shè)計(jì) 電壓反饋電路如圖 314 所示。反饋穩(wěn)壓過程如下 : 誤差放大器 2 的反相輸入端 15 腳接于基準(zhǔn) VREF。電路利用誤差放大器 1 作過流保護(hù)。 PWM 控制電路 TL494 的結(jié)構(gòu)和性能 TL494 是美國德克薩斯州儀器公司生產(chǎn)的一種性能優(yōu)良的電壓驅(qū)動(dòng)型脈寬調(diào)制器件，可作為單端式、推挽式、全橋式、半橋式開關(guān)電源控制器，被廣泛應(yīng)用于開關(guān)電源中，是開關(guān)電源的核心控制器件。 TL494 是有 16 引腳雙列直插式塑料封裝集成芯片。 ： 集成了全部的脈寬調(diào)制電路。 可調(diào)整死區(qū)時(shí)間。功率輸出管 Q1 和 Q2 受控于或非門。死區(qū)時(shí)間比較器具有 120mV 的輸入補(bǔ)償電壓，它限制了最小輸出死區(qū)時(shí)間約等于鋸齒波周期的 4%，當(dāng)輸出端接地，最大 輸出占空比為 96%，而輸出端接參考電平時(shí)，占空比為 48%。誤差放大器的輸出端處于高電平，它與脈沖寬度調(diào)制器的反相輸入端進(jìn)行 “或 ”運(yùn)算，正是這種電路結(jié)構(gòu)，放大 器只需最小的輸出即可支配控制回路。輸出變壓器一個(gè)反饋繞組及二極管提供反饋電