【正文】 61 159 73200 EE85A 714 188 134500 EE85B 859 189 162020 EE110 1280 244 312020 計算脈沖信號的最大占空比 Dmax 當電網(wǎng)電壓在 220V177。不難算出 N2 = %45*240 %451*14060 ）（）（ ?? = 匝 （ 311） 實取 N 2 =11 匝，采用 ? 的高強度漆包線繞制。 功率 MOSFET 以其導通電阻低和負載電流大的突出優(yōu)點，已經(jīng)成為 SMPS 控制器中開關組件的最佳選擇，專用 MOSFET 驅動器的出現(xiàn)又為優(yōu)化 SMPS 控制器帶來了契機。 安徽工程大學畢業(yè)設計 19 圖 36 典型的 MOSFET 曲線 用公式表示如下： QG = (CEI)(VGS) （ 316） IG = QG/t （ 317） 其中： QG 總柵極電荷，定義同上。這樣不僅降低了產(chǎn)品成本，并且提高了系統(tǒng)可靠性。如上所述 IR2110的特點，可以為裝置的設計帶來許多方便。經(jīng)短暫的死區(qū)時間（ td）之后， LIN 為高電平， S2 開通， VCC 經(jīng) VD1，S2 給 C1 充電，迅速為 C1 補充能量。不論 PM 還是 IGBT，因為絕緣門極輸入阻抗比較高，假設柵電容（ Cge）充電后，在 VCC=15V 時有 15μ A 的漏電流（ IgQs）從 C1 中抽取。 （ 4）自舉二極管的選擇 自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。 PWM 通過簡單的 LC濾波網(wǎng)絡可以得到與信號占空比成線性關系的直接電壓，從而實現(xiàn) 電壓 轉換。直流電壓精度定義為： ??)()1]()[(2 111 12 LHhHLHHVVCRTVVVVVVV??????? （ 329） 總之，設計 PWM 波 RC 濾波電路時，應根據(jù)響應時間要求，確定時間 常數(shù)，并且使 RC 時間常數(shù)遠大于 PWM 周期。輸出電壓 UO 加到 16 腳 ， 作為誤差放大器 2 的同相輸入。 TL494 的輸出三極管可接成共發(fā)射極及射極跟隨 2 種方式，因而可以選擇雙端推挽輸出或單端輸出方式。 片內置線性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個（一個電阻和一個電容）。當雙穩(wěn)觸發(fā)器的時鐘信號為低電平時才會被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號期間才會被選通。 當比較器 CT 放電，一個正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸出端，受脈沖約束的雙穩(wěn)觸發(fā)器進行計時，同時停止輸出管 Q1 和 Q2 的工作。 安徽工程大學畢業(yè)設計 。兩個誤差放大器具有從 到（ ）的共模輸入范圍，這可能從電源的輸出電壓和電流察覺得到。 汪強：基于單片機的開關電源設計 28 2. 工作原理 TL494 是一個固定頻率的脈沖寬度調制電路，內置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調節(jié)，其振蕩頻率如下： TT CRf ?? （ 330） 輸出脈沖的寬度是通過電容 CT上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比較來實現(xiàn)。 5％基準電壓，其溫度穩(wěn)定性好，可作為給定信號或保護基準信號； 1 16 腳：內部誤差放大器 2 的反向輸入端與同相輸入端，用于過電壓和過電流保護。當 R30 上取出的電壓信號足夠大使其絕對值超過 2 腳電位時 ， 誤差放大器 1 將翻轉并關閉脈沖信號輸出 ， 進而起到過流保護作用。 汪強：基于單片機的開關電源設計 26 U re fP W M 比較器振蕩器R QSP W M 鎖存器誤差放大器時鐘頻率TU 1電壓反饋電路UoUrUjVTRsVD 1VD 2L+CoUo（ a ）時鐘頻率UrUj鎖存器輸出P W M 響應波形（ b ） 圖 314 電壓反饋回路及 PWM 的響應波形 這個電路利用 TL494 內部誤差放大器 2 進行反饋穩(wěn)壓。處于穩(wěn)態(tài)時，電容積累的電荷與釋放的電荷數(shù)量相等，因此電壓會在一個穩(wěn)定的電壓值附近做小幅度的波動，忽略這樣的紋波，則電容兩端的電壓與 PWM 占空比呈線性關系。當該引腳接地時，死區(qū)時間約占總周期的 35%。 綜上所述，在選擇自舉電容大小時應綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅動性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅動要求。 例如 FUJI50A/600VIGBT 充分導通時所需要的柵電荷 Qg=250nC（可由特性曲線查得）， VCC=15V，那么 C1=2 250 10－ 9/(15－ 10－ )= 107F （ 318） 可取 C1= F 或更大一點的，且耐壓大于 35V 的鉭電容。此時 VC1 可等效為一個電壓源。 IR2110 的內部功能框圖如圖 38所示。 電路對功率器件的控制要求，同時提高了驅動電路的可靠性?？梢钥吹剑瑸榱吮ＷC MOSFET 導通，用來對 CGS 充電的 VGS 要比額定值高一些，而且 CGS也要比 VTH 高。 功率 MOSFET 和雙極型晶體管不同，它的柵極電容比較大，在導通之前要先對該電容充電，當電容電壓超過閾值電壓（ VGSTH）時 MOSFET 才開始導通。 自饋繞組 UF 回路中的整流管 VD 1 采用 FR305 型快恢復二極管，其中 UF ≈ 1V。設開關電源的效率 ? =70%，則高頻變壓器的額定輸入功率 PI = P0 /? =600W。 圖 ）中， Up、 Up 分別表示開關變壓器次級線圈 N3 繞組兩端輸出電壓 Uo 的正最大值（半波平均值）和負最大值（半波平均值）， [Up]、 [Up ]分別表示開關變壓器次級線圈 N3 繞組兩端反激輸出電壓的正最大值（半波平均值）和負最大值（半波平均值）。 功率變換電路設計 隔離全橋推挽變換電路 一般情況下，隔離式開關電源都是用高頻變壓器作為主要隔離器件。受嚴重的雷電影響，電網(wǎng)上的高壓尖峰可達 5kv。 安徽工程大學畢業(yè)設計 13 RTl和 RTz與 NTc 熱敏電阻的電阻 — 溫度特性和溫度系數(shù)的關系如圖 33 所示 圖 33 熱敏電阻的溫度系數(shù) 圖 33 中，α是熱敏電阻的溫度系數(shù)，用每度百分比 (％／ c)表示。 輸入浪涌保護器件 隔離式開關電源在加電時，會產(chǎn)生極高的浪涌電流。 220V市電經(jīng)整流橋整流以后，變?yōu)榧s 300V 的。 安徽工程大學畢業(yè)設計 11 第 3 章 系統(tǒng)硬件設計 隔離式高頻開關電源 隔離式開關電源的變換器具有多種形式。信號的給定則用 PWM 的方式進行 D/A 輸出，對 PWM 進行二階濾波后，信號的輸出電壓 Uo=DU，其中 U 為 PWM 波形的高電平值。 MUR3060PT 肖特基二極管正向傳輸損耗低，而且不存在反向恢復損耗。 功率變換部分：本設計選用隔離式開關變壓器，隔離式開關電源都是用高頻變壓器作為主要隔離器件， 并通過 MOSFET 功率管對 300V 直流電壓進行 PWM 斬波，送入到高頻開關變壓器進行功率的變換及傳送。 提高效率的方法及實現(xiàn)方案 針對提高效率的問題，使用了如下兩種方案。開關電源的一般結構框圖如圖 21 所示 ，本設計通過對不同的方案的對比得出了最佳方案的設計。 汪強：基于單片機的開關電源設計 6 （ 2）低功耗 隨著各種整機設備市場規(guī)模的不斷增長和社會對環(huán)保問題的日益重視，功耗問題逐漸成為關注熱點，電源管理和電源控制市場成為整個半導體產(chǎn)業(yè)中最為活躍 的領域之一，降低電子產(chǎn)品功耗這一需求，將推動電源管理器件市場的穩(wěn)步發(fā)展。在開關電源中，由于可以方便地設置各種形式的保護電路，因此當電源負載出現(xiàn)故障時，能自動切斷電源，保障其功能可靠 ； (5) 功耗小。 DC/DC 變換器有多種電路形式，其中控制波形為方波的 PWM變換器以及工作波形為準正弦波的諧振變換器應用較為普遍。若保持 n0T 不變，利用改變開關頻率 f=1/T 實現(xiàn)脈沖占空比調節(jié)，從而實現(xiàn)輸出直流電壓 Uo 穩(wěn)壓的方法，稱做脈沖頻率調制 (PFM)。 PWM。安徽工程大學畢業(yè)設計 I 安徽工程大學本科 畢業(yè)設計 專 業(yè)： 題 目： 基于單片機的開關電源 設計 作 者 姓 名 ： 導師及職稱 ： 導師所在單位： 2020 年 6 月 13 日 汪強：基于單片機的開關電源設計 II 摘 要 本次設計的主要目的是實現(xiàn)一個開關電源，開關電源在日常生活中應用非常廣泛，比如 電視機、電腦、冰箱以及其他常用的電子產(chǎn)品都需要開關電源，如今是數(shù)字化時代，用單片機實現(xiàn)電子產(chǎn)品十分方便，所以在這次設計中使用了單片機實現(xiàn)。 Switching power supply。由于 PWM 式的開關頻率固定，輸出濾波電路比較容易設計，易實現(xiàn)最優(yōu)化，因此 PWM 式開關電源用得 較多。反饋回路檢測其輸出電壓，并與基準電壓比較，其誤差通過誤差 放大器進行放大，控制脈寬調制電路，再經(jīng)過驅動電路控制半導體開關的通斷時間，從而調整輸出電壓。合理設計開關電源電路，還可使穩(wěn)壓范圍更寬并保證開關電源的高效率 ； （ 4）安全可靠。對于便攜式電源管理，效率尤為重要。 安徽工程大學畢業(yè)設計 7 第 2 章 系統(tǒng)的總體設計 方案論證 開關電源具有較快的發(fā)展，從而產(chǎn)生了不同的設計思路。基于上述考濾及題目的具體要求，本設計選用 PWM 調制方式 [2]。系統(tǒng)框圖如圖 24 所示 安徽工程大學畢業(yè)設計 9 輸入電路部分： 首先由一個壓敏電阻對輸入的市電進行尖峰電壓限幅，然后由一個扼流線圈對輸入浪涌電流進行限流，再由全橋整流濾波電路將輸入電壓轉化成 300V 直流電壓。經(jīng)過元器件的選型與比較，本設計選用 MUR3060PT肖特基二極管。 89C51 單片機主要是對功率電路的控制和對輸出電壓、電流的采樣反饋。 同時，電源可以自動穩(wěn)壓，假定在某一正常狀態(tài)下，輸出為 V0，反饋電壓問 Vf（ Vf=V0）， 用戶設定電壓為 Vs，當 V0=Vs 時，偏差為 0，單片機不進行脈寬更新，當電網(wǎng)波動導致輸出增加時，即 V0Vs 時 ,單片 機采樣的電壓也增加，單片機根據(jù)偏差修改占空比使導通時間變小，從 而使電壓下降，同樣當電網(wǎng)波動使輸出電壓下降時，即V0Vs 時，單片機修改脈寬使導通時間變長，從而使輸出電壓上升，如此循環(huán)來進行穩(wěn)壓?，F(xiàn)代的電子設備生產(chǎn)廠家一般都要滿足國際市場的需求，所以他們所設計的開關電源必須要適應世 界范圍的交流輸入電壓，通常是 180260v 的范圍。 相電壓有效值： Vline(min) ～ Vline(max)： 220V*（ 15%～ 20%） =176～ 253V 相電壓峰值： 2 Vline(min) ～ 2 Vline(max)： 249～ 358V 整流濾波后直流電壓的最大脈動值： Vpp= 2 Vline(min)*（ 20%～ 25%） =50V（單相） 整流濾波后的直流電壓 Vin:（ 2 Vline(min)Vpp）～ 2 Vline(max) 為了保證整流濾波后的直流電壓最小值 Vin(min)符合要求，每個周期中 Cin 所提供的能量約為： Win= Pinf = PinAf? = =(焦耳 ) 每個半周期輸入濾波電容所提供的能量為： 2Win =12 Cin[( 2 Vline(min))2Vin(min)2] （ 31） 因此 輸入濾波電容容量為： Cin=Win/(( 2 Vline(min))2Vin(min)2)=713? F （ 32） 上式中，變壓器轉換率 ? =70%，由于我們提供的是單相輸入則： A=1，頻率 f=40KHZ。 熱敏電阻技術：這種方法是把 NTc(負溫度系數(shù) )的熱敏電阻串聯(lián)在交流輸入端或者串聯(lián)在經(jīng)過橋式整 流后的直流線上。比如電網(wǎng)附近有電感性開關，暴風雨天氣時的雷電現(xiàn)象，都是產(chǎn)生高尖峰的因素。 上述幾步完成后， 就可以根據(jù)壓敏電阻參數(shù)資料選擇合適的壓敏電阻器件。 圖 ）表示開關變壓器次級線圈 N3 繞組兩端輸出電壓經(jīng)全波整流后