【正文】 已調(diào)信號，則其控制信號為調(diào)制信號 (1)當(dāng)輸入信號為 FM信號時(shí)，瞬時(shí)頻率 ω FM = ω o + Δ ω uF(t) 環(huán)路處于調(diào)制跟蹤狀態(tài)， VCO的瞬時(shí)輸出頻率 ω c = ω o + Kou c(t) 根據(jù)此時(shí)的瞬時(shí)頻差為零，可知 uc(t) = Δ ω uF(t) / Ko 因此， VCO的控制信號與調(diào)制信號成正比； (2)當(dāng)輸入信號為 PM信號時(shí)，瞬時(shí)相位 θPM = ω ot + Δ φ uF(t) 環(huán)路處于調(diào)制跟蹤狀態(tài)， VCO的瞬時(shí)輸出相位 θVCO = ω ot + Ko uc(τ)d τ 假設(shè)此時(shí)的穩(wěn)態(tài)相差為 Δθ，可知 uc(τ)d τ = Δ φ uF(t) / Ko 因此， VCO的控制信號經(jīng)過積分后與調(diào)制信號成正比，可用作 PM信號的解調(diào)輸出。 ?t0?t0第三節(jié) 鎖相環(huán)頻率合成器應(yīng)用簡述 常用的頻率合成方法： ① 直接頻率合成； ② 間接頻率合成 ； ③ 直接數(shù)字頻率合成。 一 PLL頻率合成器的基本組成 Os c il la t o r PD LF V CO模數(shù)N 控制frfdfoN 分頻器當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)，有 fr = fd = fo / N，因此 fo = N fr 帶有可變分頻器的 PLL可以完成由單一頻率源獲取大量頻率點(diǎn)的工作。 存在的問題： ①可編程分頻器的最高工作頻率一般遠(yuǎn)低于合成器的工作頻率 (fo)，因此通常不能將 VCO的輸出直接引入到分頻器中； ②輸出信號 fo以 f r 為增量，即分辨率為 f r 。因此當(dāng)然希望 f r 越小越好，但這與轉(zhuǎn)換時(shí)間短相矛盾。 轉(zhuǎn)換時(shí)間的經(jīng)驗(yàn)公式為： t s = 25 / f r = 25Ts 二 變模分頻合成器 標(biāo)準(zhǔn)頻率源 PD LF V COV 分頻N 分頻前置固定分頻器可編程分頻器frfo=NVfr 在可編程分頻器前加固定分頻器，可以解決環(huán)路的工作頻率問題； 此時(shí)，環(huán)路的頻率分辨率為 Vf r ，如果降低f r以保證分辨率，則不能保證頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間。 標(biāo)準(zhǔn)頻率源PD LF V COV/V+1N1分頻模式控制frfoN2分頻 雙模分頻 PLL合成器如上所示，它可以在不改變頻率分辨率的情況下提高合成器的輸出頻率，但其工作速度比采用固定模數(shù)前置分頻器的合成器速度稍慢。 由其工作原理可知，在一個(gè)完整的計(jì)數(shù)周期中，以輸出信號的周期 To計(jì)數(shù)的周期數(shù)為： D = ( V+1 )N2+( N1–N2 )V = VN1 + N2 對應(yīng)的輸出信號頻率和參考頻率之間的關(guān)系為： fo = Df r = ( VN1 + N2 ) f r 此方案中，雙模分頻器的工作頻率為合成器的工作頻率 fo，可編程分頻器的工作頻率為 fo / V或 fo / (V+1)，而頻率分辨率為參考頻率 fr ，系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換時(shí)間未受到影響。 采用變模分頻合成器的目的在于使得合成器的工作頻率可高于可編程分頻器工作頻率的上限。 三 多環(huán)頻率合成器 PDAV COALFA247。 NA247。 MPDBV COBLFB247。 NBPDCB F PLFCV COC+frfafAfBfoA 環(huán)B 環(huán)C 環(huán) 其輸入輸出關(guān)系為： rBABAo fNMNfff )( ???? 系統(tǒng)中： B環(huán)為高位環(huán)，其工作在合成器的工作頻率，頻率分辨率為參考頻率 f r ，提供較大的頻率變化； A環(huán)為低位環(huán)，其輸出頻率較低，但頻率分辨率為 fr / M，提供較小的頻率變化。 系統(tǒng)的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間由三個(gè)環(huán)同時(shí)決定，由于 A和 B環(huán)的參考頻率都為 f r ， C環(huán)的參考頻率更高，于是總的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間由參考頻率決定。 第四節(jié) 載波同步系統(tǒng) 實(shí)際的遠(yuǎn)距離通信中，為了配合通信線路的頻率特性，通常需要對待發(fā)送信號進(jìn)行調(diào)制；在接收端，為了準(zhǔn)確地恢復(fù)發(fā)送的調(diào)制信號，在解調(diào)時(shí)大都采用相干解調(diào)，為此需要一個(gè)與發(fā)送端同頻同相的本地參考載波信號（相干載波）。 從接收信號中提取相干載波的基本方法有： ①插入導(dǎo)頻法：發(fā)送端在發(fā)送信號的同時(shí)輔助傳送一個(gè)（功率）較弱的載波信號，接收端利用PLL的窄帶濾波特性來提取此載波信號； ② 非線性變換 —濾波法 ：在接收信號中沒有獨(dú)立載波分量時(shí)，直接從接收信號中提取相干載波的方法，常采用非線性變換的方法產(chǎn)生載波的倍頻分量再用 PLL提取，此時(shí)的特殊的 PLL常稱為 抑制載波跟蹤環(huán) 。 常用抑制載波跟蹤環(huán)有： ①平方環(huán) ②同相 —正交環(huán)（ costas環(huán)） ③反調(diào)制環(huán)（判決反饋環(huán)） 一 平方環(huán) LFV C O輸入帶通濾波器ω o帶 通濾波器2 ω o平 方 器247。2相干載波輸出假設(shè)輸入信號為 BPSK信號 )](s i n [)()( 1 tttmUtu oii ?? ??其中，數(shù)據(jù)序列 m(t)中無直流分量， θ1(t)為未知相位 顯然，已調(diào)制信號中不包含獨(dú)立的載頻 ω o的頻譜分量。在有噪情況下，噪聲與信號一起進(jìn)入接收機(jī)，再經(jīng)過平方運(yùn)算后有： )()()](s i n [)(2)]([s i n)()]()([ 2112222 tntntttmUtttmUtntu oioii ?????? ????式中第一項(xiàng)內(nèi)包含有獨(dú)立的 2ω o頻率分量，使用 PLL提取后再經(jīng)過二分頻可得相干載波分量 ω o 。 如果輸入前置帶通濾波器的帶寬 Bi足夠?qū)?，可以不失真地傳輸?shù)據(jù)信號 m(t)，而載波的頻率又很高時(shí)，即有： Bif o，其輸出端的噪聲 n(t)為窄帶白高斯噪聲，其特性如噪聲性能分析時(shí)所描述。 此時(shí)的窄帶白高斯噪聲可以表示為： )](s i n [)()](co s [)(s i n)(co s)()( 11 tttNtttNttnttntn osocosoc ?????? ?????? 由此，在通過中心頻率為 2ω o的 BPF后，輸出為： )](22c o s [)](21)(21)()()(21[)( 12222 tttNtNtmtNUtmUtz oscsii ?? ??????)](22s i n [)]()()()([ 1 tttNtNtmUtN oscic ?? ??? 由于在 z(t)信號中，調(diào)制信號 m(t)的功率較大，因此式中的第一項(xiàng)為主要信號，所以此時(shí) VCO的輸出為： )](?22s i n [)( 1 ttUtu ooo ?? ?? 將 z(t)與反饋信號 uo(t)相乘，再濾除 4ω o分量后輸出的誤差電壓為： )()(2s in)( tNtKtu edd ?? ?式中： )(?)()()(2121 1122 ttttmUUKK eiomd ??? ????????? ， 由此可以建立環(huán)路動態(tài)方程： )] ( ) ( 2 sin )[ ( ) ( 2 ) ( 2 1 t N t K p F K dt