【正文】 00UC250R610UC410UC5上上上上上2上上上上上1VCC+15V100/3W63/3WR9VCC+15V100/3WVCC+15V5050750750+VCC+15VPCOMNN COM+15V 15V200件件件件件件件件件件件件件件SB上上上上300V 上上上上上1上上上上上上 上上154uS 上上上上上2上上上上上上 上上155uS 上上上上上 上上上上13uS 上上上上上上上上上上上MB1MB2LM1413 上上上上上上上上上 上上上上上上上上上+15V 上 上上上15V上上上上+上上上上上上上上上上上LT++12345678 910111213141516LM141312345678 910111216151413SG35253525IGBT1IGBT2+上上上上上10kCSRR?RES2R?RES2TGRC1G1E1G2C2E2件件1 16A B件件件件封鎖去脈沖變壓器圖 SG3525 和 LM1413 外圍電路接線圖第 4 章 轉速調節(jié)器和電流調節(jié)器的設計 PID 調節(jié)器的基本原理 在模擬控制系統(tǒng)中，控制器最常用的控制規(guī)律是 PID 控制。圖 模擬 PID 控制原理框圖PID 控制器是一種線性控制器，它根據(jù)給定值 r(t)與實際輸出值 c(t)構成控制偏差將偏差的比例(P)，積分(I)和微分(D)通過線性組合構成控制量，對被控對象進行控制，故稱 PID 控制器。加大比例系數(shù)可以提高系統(tǒng)對偏差的分辨率，提高系統(tǒng)的調節(jié)精度。對一帶有滯后的系統(tǒng)，叮能產(chǎn)生振蕩，動態(tài)特性也差。積分環(huán)節(jié):提高系統(tǒng)的抗干擾能力，消除系統(tǒng)的靜態(tài)誤差，適用于有自平衡性的系統(tǒng)。但它有滯后現(xiàn)象，使系統(tǒng)的響應速度變慢，超調量變大，并可能產(chǎn)生振蕩。通常在調節(jié)過程的初級階段，為防止由于某些外部因素以及非線性等影響造成的積分飽和，從而引起整個系統(tǒng)響應過程中有較大的超調量，積分系數(shù)應該取得小一些，在響應過程的中期，為避免對動態(tài)穩(wěn)定性造成影響，積分作用應該適中,在過渡過程后期，應該取較大的積分系數(shù)以減小系統(tǒng)的靜差以提高調節(jié)精度，消除系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差。它是根據(jù)偏差的變化速度來調節(jié)的，所以它的輸出快，有時盡管偏差很小，只要它的變化速度很快，微分調節(jié)就有一個較大的輸出。同時加快系統(tǒng)的響應速度，減小調整時間，從而改善了系統(tǒng)的動態(tài)性能,缺點是抗干擾能力差。 速度調節(jié)器 ASR 本系統(tǒng)采用雙閉環(huán)調速系統(tǒng)，正/反轉共用一個速度調節(jié)器。 速度調節(jié)器（ASR）由速度比較器 FD1，速度調節(jié)器 FD2構成。當速度給定信號接近為零時，由于FD1從電位器 W2獲得正向偏移，所以 FD1輸出大于+8V 電壓，該電壓通過二極管 Z1加到 FD2，使 FD2迅速輸出負向飽和，使下一級的電樞電流調節(jié)器（LT1）獲得一個推 β 到最小的信號，這時整個系統(tǒng)處于停機狀態(tài)，當速度給定信號大于 時則比較器迅速翻轉輸出為負，由于整流二極管 Z1的阻擋作用，便不再有正向偏壓加到 FD2，于是使 FD2迅速退出負向飽和，并開始按速度偏差信號進行 P、I 調節(jié)。FD 2調節(jié)器的比例系數(shù)由：Kp = 65241R??決定，其中 α 為 FD2 輸出端的分壓電位器的分壓系數(shù)。FD2的負向限幅采用二極管反饋限幅，限幅值固定為 2V，F(xiàn)D 2的正向限幅采用三極管反饋限幅，可以調節(jié)電位器 W3 來改變正向限幅值，正向限幅值可以由下述決定：Uc = DTURW?? u1be2323）（式中：W3—電位器 W3的電阻值； R23—電阻 R23的電阻值； UT—電源電壓； UD—二極管的順向壓降； U be—三極管 BG 的基射電壓近似式為：U C= TR23考慮速度調節(jié)器能用于自動弱磁系統(tǒng)，為了實現(xiàn)自動弱磁升速時限制電動機的最大電流，速度調節(jié)器具有速度自動限幅電路，當直流電動機的轉速因弱磁超過額定轉速時，使速度調節(jié)器的限幅自動下降，可以根據(jù)直流電動機的要求在最高速限幅值下降到額定轉速的限幅的 7080%。193。下面簡要介紹一下電流調節(jié)器的工作原理。由于電流給定值最大為 8V，所以當主回路電流是 ，系統(tǒng)就會被堵轉。321R?? Ti—調節(jié)器強制積分時間常數(shù)， Ti=C3R11 . TD—調節(jié)器反饋回路微分時間常數(shù)，T D=C2（R 2+R3） Β—微分反饋分壓系數(shù)。圖 電流調節(jié)器原理圖（ACR） 觸發(fā)輸入及保護裝置（CSR） 本控制單元由電平變換及過流保護兩個環(huán)節(jié)組成。此外，本環(huán)節(jié)還可以調節(jié) U13min 值（即? min）和 u13max 值（即 βmin）第 1 靜態(tài)特性（1） 輸入與輸出的關系Z61～ Z66為2CP2322CK43C電流給定過流信號聯(lián)鎖輸入－VZ64* Z66* Z62*Z61* Z63* Z65*R61120R61410KR6230KC62R654K7R64 62KC61 R6330K32 61 574 U61741R61530KR6114K7C63R610470 R69Z68 Z67W621KW611KW63從調節(jié)器來的控制信號由 3端輸入，它與調節(jié)偏移的電位器 W2 所得的電壓 uw2 進行疊加，在 BG3 的基極得到的電位為： UBG3b=(R16U3+R15UW2)/(R15+R16) =ku3+(1k)uw2式中：K=R 16/(R15+R16)當 Uw3UBG3bUw4 時，本環(huán)節(jié)工作在線性放大區(qū)（亦即所有三極管BG3， BG4， BG5 都工作在線性放大區(qū)）如果忽略三極管，發(fā)射極與基極間的電壓降和二極管正向壓降，可得： U13=UBG5b=UBG3b =ku3+(1k)uw2本環(huán)節(jié)中，取 R15=R16=20K, 所以：K=R 16/(R15+R16)=1/2 U13=1/2u3+1/2uw2,因此?U 13=1/2?u3,即本環(huán)節(jié)放大系數(shù)為 1/2。u BG4c=uBG4e,同時由于 BG3 飽和導通，所以 uBG3b=uBG4c= u3 繼續(xù)下降上述等式仍然成立，亦即 u13保持等于 uBG4e 值不變。min 限位） 當 uBG3b=uBG4cuw4 時，Z 9 導通，使 uBG5b=uw4 不變，因此即使 UBG3b 繼續(xù)上升， （即 u3 繼續(xù)上升）u 13 卻保持等于 Uw4 值不變。 Ic3=(+vuw3)/R18iBG4b這里 iBG4b 是一個變量，為了計算方便可取平均值 IBG4bcp 上式可寫成。 觸發(fā)電路BG1NPN1B1 E3C2BG2NPN1BG5NPN1B1 E3C2BG4NPN1BG33CG210D2DIODED1DIODED3DIODED4DIODED6DIODED9DIODED8DIODED10DIODED5DIODED7DIODEKG1SCRR4750K11 2 2R3R2820R5RES2R91KR1020KR121K11 2 2R132KR1620KR1839KR1520KC21uF1 122 R1181。193。208。186。177。211。CK8WG12CW10R839KR1720KR175KC3R203KR212KR142KR213K 191。214。208。186。202。179。193。203。208。186。202。200。191。214。208。186。CK40V202。185。208。186。202。179。CK7CK5193。203。208。186。202。179。W12W11FA1FA2W22 W42CK6W32W33V+0VV0V1 122 1 122 1122C013uFC033uF+15V15V0V+0VV PWM 波形發(fā)生器為了獲得 PWM 控制信號，控制電路采用了 SG3525 芯片， “PWM 發(fā)生器”控制單元是 PWM 脈寬調速系統(tǒng)的核心，它由 PWM 芯片 SG3525，及其相關的外圍電路組成。為了使 SG3525 輸出的 PWM 信號能通過脈沖變壓器的隔離傳至 IGBT 的 GS 級，采用一片 LM1413 芯片對兩路輸出 PWM 信號進行了放大。15V 電源供電，二次電流通過測量電阻 R＝200 歐姆形成電流反饋信號。15V 電源，雙刀雙擲開關，隔離用二極管，降壓電阻及給定電位器組成。 第 5 章 MATLB 仿真 MATLAB 簡介系統(tǒng)仿真和調試在設計電路時,要對所設計的電路的性能進行預計、判斷和校驗。隨著大規(guī)模集成電路的迅速發(fā)展,電路品種日新月異,規(guī)模越來越大,同時對電路的可靠性、性價比也越來越高,原來的方法已完全不能適應電路的要求。它是以控制系統(tǒng)的數(shù)學模型為基礎，以計算機為工具，對系統(tǒng)進行實驗研究的一種方法。目前應用的比較多的是 MATLAB ,它包含了強大的仿真器和仿真庫。 PWM 直流脈寬調速系統(tǒng)仿真 仿真的動態(tài)模型已經(jīng)在 節(jié)中給出，如圖 51 所示。在 Simulink 中建立的模型如圖 51圖 51 PWM 直流脈寬調速系統(tǒng)仿真圖輸入給定 Step 為一個階躍信號，在 t=0 時刻由 0 躍變到 10，若負載擾動 Step1 不加信號，則是仿真空載啟動的情況；若負載擾動 Step1 加一個在 t=0 時刻由 0 躍變到 37 的階躍信號，則是仿真滿載啟動的情況。 仿真結果滿載啟動的電流電壓波形如圖 52 所示圖 52 滿載啟動時電流、轉速波形可以看到系統(tǒng)在小于 的時間完成啟動過程達到靜態(tài)穩(wěn)定。 空載啟動，穩(wěn)定后，在 t=1s 時突加額定負載的仿真波形如圖 53 所示 圖 53 空載啟動，穩(wěn)定后，在 t =1s 時突加額定負載的仿真波形可以看到系統(tǒng)在 以前完成了空載啟動，達到靜態(tài)穩(wěn)定，啟動波形非常理想。 空載啟動穩(wěn)定之后，突加額定負載，可以看到系統(tǒng)只經(jīng)過了 的暫態(tài)時間便達到新的穩(wěn)態(tài)，電流和轉速都沒有靜差。小結與心得體會：通過這次設計，我基本上掌握了直流電機調速系統(tǒng)。同時我對于 MATLAB 以及 Simulink 的一些使用方法和操作步驟有了更深的認知。通過本次課程設計我也體會到，知識不用是不會真正變成自己的能力的，有很多的東西沒有經(jīng)過實踐的檢驗終究只是紙上談兵，而且，我們所學的知識的確是很有限的，我們必須學會去查書，去洗手他人的優(yōu)秀知識以及經(jīng)驗來補充自己?？傊谠O計過程中，我不僅學到了以前從未接觸過的新知識，而且學會了獨立的去發(fā)現(xiàn)，面對，分析，解決新問題的能力，不僅學到了知識，又鍛煉了自己的能力，使我受益非淺。在他的悉心指導下，我才得以順利的完成本次畢業(yè)設計。我還要感謝同組的同學，跟他們一起討論相關的課題，使我的思路得以極大的開闊，并能發(fā)現(xiàn)自己在某些內容上的欠缺。這也是我順利完成畢業(yè)設計的一大動力。參考文獻 許曉峰 電機及拖動 北京：高等教育出版社，2022莫正康 電力電子應用技術 北京:機械工業(yè)出版社，2022宋書中 交流調速系統(tǒng) 北京:機械工業(yè)出版社，19994．陳堅. 電力電子學－電力電子變換和控制技術[M]. 高等教育出版社，2022.5．陳伯時. 電力拖動自動控制系統(tǒng)[M].機械工業(yè)出版社，2022.6．黃俊,王兆安. 電力電子變流技術[M]. 北京:機械工業(yè)出版社，1999.7．馬志源. 電力拖動控制系統(tǒng)[M].北京：科學出版社, 2022.8．, MRAS observer for Doubly–Fed Induction Machines, [J]. IEEE9. 高美霞,黃小芹. 直流 PWM ,2022 年 19 卷 4 期,起止頁碼：336338.10. 王玉茹,逄海萍. 一種直流 PWM ,國內統(tǒng)一刊號：CN 371188,起止頁碼：5154.11. 秦養(yǎng)浩,汪東林. IGBT 智能模塊大功率直流 PWM ,國內統(tǒng)一刊號：CN 501072,起止頁碼：2627.12. 王兆安，電力電子技術[M]，第 4 版，北京:機械工業(yè)出版社，2022：196－206.13. 張玉峰,劉海寬, 直流調速系統(tǒng)的研究[J].沈陽工業(yè)大學學報,2022 年 6 月.14. 任英玉，付光杰，雙饋調速系統(tǒng)的各種保護電路，大慶石油學院學報[J]，2022 年 1 月.15. 彭軍，杜復旦等，DSP 控制電機中減少電磁干擾的幾項技術[J]，現(xiàn)代電子技術，2022 年第3 期.16.（美）Bimal 著，王聰，趙金等譯，現(xiàn)代電力電子學與交流傳動[M]，北京：機械工業(yè)出版社， 2022：119－120.17. TMS320LF2407A DSP Controller Advance Information. TEXAS INSTRUMENTS JULY 2022SPRS1451REVISED SEPTEMBER 2022.18. TMS320F／C24X DSP Co