【正文】 表示控制開關(guān)K1和K2輪流接通時，變壓器N3繞組兩端電壓Uo的波形。）中，Up、Up 分別表示開關(guān)變壓器次級線圈N3繞組兩端輸出電壓Uo的正最大值（半波平均值）和負(fù)最大值（半波平均值），[Up]、[Up ]分別表示開關(guān)變壓器次級線圈N3繞組兩端反激輸出電壓的正最大值（半波平均值）和負(fù)最大值（半波平均值）。Ua表示整流輸出電壓的平均值。把整流輸出電壓Uo和LC濾波電路的電壓Uc、電流iL整定，以便用來計算推挽式變壓器開關(guān)電源儲能濾波電感、電容的參數(shù)。在此說明：由于電容兩端的電壓變化增量ΔU相對于輸出電壓Uo來說非常小，為了簡單，我們這里把Uo當(dāng)成常量來處理。（0）= Ix。式中，Uo為推挽式變壓器開關(guān)電源輸出電壓，Ui為推挽式變壓器開關(guān)電源輸入電壓，Up為推挽式變壓器開關(guān)電源開關(guān)變壓器次級線圈N3繞組的正激輸出電壓，Up為推挽式變壓器開關(guān)電源開關(guān)變壓器次級線圈N3繞組的反激輸出電壓，n為開關(guān)電源次級線圈N3繞組與初級線圈N1繞組或N2繞組的匝數(shù)比。由于，當(dāng)控制開關(guān)K，式312和式313的計算結(jié)果為0。但是，如果要求輸出電壓可調(diào)，推挽式變壓器開關(guān)電源的兩個控制開關(guān)K1；因?yàn)橥仆焓阶儔浩鏖_關(guān)電源正反激兩種狀態(tài)都有電壓輸出，所以在同樣輸出電壓（平均值）的情況下，兩個控制開關(guān)KK2的占空比相當(dāng)于要小一倍。當(dāng)兩個控制開關(guān)K，Upa = 3Upa，由此也可以認(rèn)為Up等于3Up。式中Uo為推挽式變壓器開關(guān)電源輸出電壓，Ui為推挽式變壓器開關(guān)電源輸入電壓，T為控制開關(guān)的工作周期，F(xiàn)為控制開關(guān)的工作頻率，n為開關(guān)電源次級線圈N3繞組與初級線圈N1繞組或N2繞組的匝數(shù)比。交流電源經(jīng)過整流橋D1和電容C4整流和濾波后，產(chǎn)生直流高壓U1 給高頻變壓器一次繞組供電。D4采用反向擊穿電壓為200V的瞬態(tài)電壓抑制器P6KE200，D7選用1A/1000V的超快恢復(fù)二極管IN4007。5V電壓值是由TL431提供穩(wěn)定電壓，R6和R7能設(shè)定輸出電壓值，并能為輸出提供一個假負(fù)載，用以提高輕載時的負(fù)載調(diào)整率。共模扼流圈T2能減小由一次繞組接D端的高壓開關(guān)波形所產(chǎn)生的共模泄漏電流。C16不僅能濾除加在控制端上的尖峰電流，而且決定了自啟動頻率。高頻變壓器的最大承受功率P與磁芯截面積S（單位是cm）之間存在下述經(jīng)驗(yàn)公式?，F(xiàn)實(shí)際輸出功率P=420W。設(shè)計高頻變壓器時應(yīng)留出余量，可取P=700W，代入式（317）中求出S= cm。E43的飽和磁通密度B=400mT，使用時為防止出現(xiàn)磁飽和現(xiàn)象而損壞開關(guān)功率管，可取磁通密度B=150mT。20%范圍內(nèi)變化時，就對應(yīng)于176~264V。由于采用的是全橋推挽式變換電路，故占空比D可達(dá)到100%，但考慮到要留一定的死區(qū)時間，以免燒壞MOSFET管，因此D取80%。因此N== （325）實(shí)取N=60匝，可采用的高強(qiáng)度漆包線繞制而成。自饋繞組U回路中的整流管VD采用FR305型快恢復(fù)二極管，其中U≈1V。不難算出N== （327）實(shí)取N=11匝，采用的高強(qiáng)度漆包線繞制。實(shí)際去=13匝，用4股的高強(qiáng)度漆包線并聯(lián)后繞制而成，電流密度可用J=。假定磁場集中于氣隙處而未向外部泄露，則== （329），~。例如當(dāng)偏低時刻適當(dāng)增加、的匝數(shù)，可達(dá)6匝，應(yīng)以加額定負(fù)載后輸出電壓能達(dá)到40V為準(zhǔn)。必要時可在輸出端并聯(lián)一只阻值較小的假負(fù)載，或者接一只穩(wěn)壓管，把空載電壓降下來，使之接近于40V[8]。功率MOSFET和雙極型晶體管不同，它的柵極電容比較大，在導(dǎo)通之前要先對該電容充電，當(dāng)電容電壓超過閾值電壓（VGSTH）時MOSFET才開始導(dǎo)通。功率MOSFET以其導(dǎo)通電阻低和負(fù)載電流大的突出優(yōu)點(diǎn)，已經(jīng)成為SMPS控制器中開關(guān)組件的最佳選擇，專用MOSFET驅(qū)動器的出現(xiàn)又為優(yōu)化SMPS控制器帶來了契機(jī)。專用驅(qū)動器的脈沖上升延時、下降延時和傳播延遲都很短暫，電路種類也非常齊全，可以滿足各類產(chǎn)品的設(shè)計需要。I = C(dv/dt) （330）實(shí)際上，CEI的值比CISS高很多，必須要根據(jù)MOSFET生產(chǎn)商提供的柵極電荷（QG）指標(biāo)計算?？梢钥吹剑瑸榱吮ＷCMOSFET導(dǎo)通，用來對CGS充電的VGS要比額定值高一些，而且CGS也要比VTH高。 典型的MOSFET曲線用公式表示如下： QG = (CEI)(VGS) （332）IG = QG/t （333）其中：QG 總柵極電荷，定義同上?；パa(bǔ)導(dǎo)通，每個橋臂的兩個開關(guān)管的驅(qū)動電路相互隔離。驅(qū)動脈沖的傳播延時必需很短（與開關(guān)頻率匹配），才能保證高壓側(cè)和低壓側(cè)的MOSFET具有相等的導(dǎo)通延遲和截止延遲。電路對功率器件的控制要求，同時提高了驅(qū)動電路的可靠性[3I。這樣不僅降低了產(chǎn)品成本，并且提高了系統(tǒng)可靠性。綜上考慮，： 2110驅(qū)動電路上述電路中R5，R6，R7，R8四個電阻是作用是使電路均衡，緩沖和保護(hù)限流作用。電容C6和電阻R9的作用是濾去高頻部分，防止高頻振蕩。IR2110 。如上所述IR2110的特點(diǎn)，可以為裝置的設(shè)計帶來許多方便。 IR2110的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖IR2110 所示。假定在S1 關(guān)斷期間C1 已充到足夠的電壓（VC1≈VCC）。此時VC1 可等效為一個電壓源。經(jīng)短暫的死區(qū)時間（td）之后，LIN 為高電平，S2 開通，VCC 經(jīng)VD1，S2 給C1 充電，迅速為C1 補(bǔ)充能量。 IR2110 用于驅(qū)動半橋的電路（1）自舉電容的設(shè)計IGBT 和PM（POWERMOSFET）具有相似的門極特性。假定在器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導(dǎo)通所需要的電壓（10V，）要高； 的壓降（包括VD1 的正向壓降）；最后假定有1/2 的柵電壓（柵極門檻電壓VTH 通常3～5V）因泄漏電流引起電壓降。例如 FUJI50A/600VIGBT 充分導(dǎo)通時所需要的柵電荷Qg=250nC（可由特性曲線查得），VCC=15V，那么C1=225010－9/(15－10－)=107F （334）可取C1= 或更大一點(diǎn)的，且耐壓大于35V 的鉭電容。不論P(yáng)M 還是IGBT，因?yàn)榻^緣門極輸入阻抗比較高，假設(shè)柵電容（Cge）充電后，在VCC=15V 時有15μA 的漏電流（IgQs）從C1 中抽取。則過剩電荷ΔQ=－=，ΔUc=ΔQ/C=，可得Uc=10＋=。下管的最窄導(dǎo)通時間應(yīng)保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿足Cge 所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通時漏電流所失去的電荷量。綜上所述，在選擇自舉電容大小時應(yīng)綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅(qū)動性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅(qū)動要求。（4）自舉二極管的選擇自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應(yīng)能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關(guān)頻率之積。 死區(qū)時間的設(shè)計在設(shè)計過程中，MOSFET開關(guān)功率管經(jīng)常燒壞，是由于兩組功率管同時導(dǎo)通時，功率開關(guān)變壓器初級繞組一個給磁心正向激磁，另一個給磁心反向激磁，相互抵消。： 產(chǎn)生共態(tài)導(dǎo)通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形為解決如上圖所示的死區(qū)時間的問題，我們使用TL494芯片，其4腳是控制死區(qū)時間引腳。當(dāng)該引腳接地時，死區(qū)時間約占總周期的35%。PWM通過簡單的LC濾波網(wǎng)絡(luò)可以得到與信號占空比成線性關(guān)系的直接電壓，從而實(shí)現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換。假設(shè)PWM波的頻率為f，高電平電壓為V，占空比為a。電容積累的電荷數(shù)多于釋放的電荷數(shù)。處于穩(wěn)態(tài)時，電容積累的電荷與釋放的電荷數(shù)量相等，因此電壓會在一個穩(wěn)定的電壓值附近做小幅度的波動，忽略這樣的紋波，則電容兩端的電壓與PWM占空比呈線性關(guān)系。直流電壓精度定義為： （345）總之，設(shè)計PWM波RC濾波電路時，應(yīng)根據(jù)響應(yīng)時間要求，確定時間常數(shù)，并且使RC時間常數(shù)遠(yuǎn)大于PWM周期。此外還應(yīng)根據(jù)電壓精度要求確定RC參數(shù)[11]。RC濾波環(huán)節(jié)，用來濾除電流尖峰。反饋信息送到TL494的1腳比較后，控制其脈寬大小，最后控制輸出電壓。反饋穩(wěn)壓過程如下:誤差放大器2的反相輸入端15腳接于基準(zhǔn)VREF。當(dāng)UO變化時，誤差放大器2的輸出電壓隨之改變，即，與鋸齒波電壓比較的電平改變，PWM比較器輸出的脈沖寬度改變，致使TL494輸出的驅(qū)動脈沖，即開關(guān)管V4和V5的導(dǎo)通時間TON改變，從而實(shí)現(xiàn)調(diào)寬穩(wěn)壓的目的。電路利用誤差放大器1作過流保護(hù)。調(diào)整RP2大小可控制2腳門坎電位，即過流控制點(diǎn)。 PWM控制電路 TL494的結(jié)構(gòu)和性能TL494是美國德克薩斯州儀器公司生產(chǎn)的一種性能優(yōu)良的電壓驅(qū)動型脈寬調(diào)制器件，可作為單端式、推挽式、全橋式、半橋式開關(guān)電源控制器，被廣泛應(yīng)用于開關(guān)電源中，是開關(guān)電源的核心控制器件。在推挽輸出方式時，其兩路驅(qū)動脈沖相差180176。TL494是有16引腳雙列直插式塑料封裝集成芯片。: TL494內(nèi)部原理圖TL494的引腳說明如下：2腳：內(nèi)部誤差放大器1的同相輸入端和反相輸入端，可用于閉環(huán)穩(wěn)壓；3腳：脈寬調(diào)制補(bǔ)償端；4腳：死區(qū)時間設(shè)置端，通過設(shè)置死區(qū)時間，可防止上下橋臂直通；6腳：設(shè)定振蕩器頻率用電容與電阻連接端；7腳：工作參考地端；11腳：脈寬調(diào)制方波輸出晶體管的集電極；10腳：脈寬調(diào)制方波輸出晶體管的發(fā)射極；12腳：工作電源連接端，極限電壓41 V，低于7 V電路不啟動；13腳：輸出方式控制端，在該端為高電平時，TL494為推挽輸出型，最大占空比為48％；在該端為低電平時，兩路輸出脈沖相同，最大占空比為98％；14腳：基準(zhǔn)電壓輸出端，該端輸出一個標(biāo)準(zhǔn)的5 V177。：集成了全部的脈寬調(diào)制電路。內(nèi)置誤差放大器?？烧{(diào)整死區(qū)時間。推挽或單端兩種輸出方式。功率輸出管Q1和Q2受控于或非門。當(dāng)控制信號增大，輸出脈沖的寬度將減小。死區(qū)時間比較器具有120mV的輸入補(bǔ)償電壓，它限制了最小輸出死區(qū)時間約等于鋸齒波周期的4%，當(dāng)輸出端接地，最大輸出占空比為96%，而輸出端接參考電平時，占空比為48%。脈沖寬度調(diào)制比較器為誤差放大器調(diào)節(jié)輸出脈寬提供了一個手段：，輸出的脈沖寬度從被死區(qū)確定的最大導(dǎo)通百分比時間中下降到零。誤差放大器的輸出端處于高電平，它與脈沖寬度調(diào)制器的反相輸入端進(jìn)行“或”運(yùn)算，正是這種電路結(jié)構(gòu)，放大器只需最小的輸出即可支配控制回路。當(dāng)比較器CT放電，一個正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸出端，受脈沖約束的雙穩(wěn)觸發(fā)器進(jìn)行計時，同時停止輸出管Q1和Q2的工作。如果工作于單端狀態(tài)，且最大占空比小于50%時，輸出驅(qū)動信號分別從晶體管Q1或Q2取得。在單端工作模式下，當(dāng)需要更高的驅(qū)動電流輸出，亦可將Q1和Q2并聯(lián)使用，這時，需將輸出模式控制腳接地以關(guān)閉雙穩(wěn)