【正文】 在單端工作模式下，當需要更高的驅動電流輸出，亦可將Q1和Q2并聯(lián)使用，這時，需將輸出模式控制腳接地以關閉雙穩(wěn)觸發(fā)器。當比較器CT放電，一個正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸出端，受脈沖約束的雙穩(wěn)觸發(fā)器進行計時，同時停止輸出管Q1和Q2的工作。脈沖寬度調制比較器為誤差放大器調節(jié)輸出脈寬提供了一個手段：，輸出的脈沖寬度從被死區(qū)確定的最大導通百分比時間中下降到零。當控制信號增大，輸出脈沖的寬度將減小。推挽或單端兩種輸出方式。內置誤差放大器。: TL494內部原理圖TL494的引腳說明如下：2腳：內部誤差放大器1的同相輸入端和反相輸入端，可用于閉環(huán)穩(wěn)壓；3腳：脈寬調制補償端；4腳：死區(qū)時間設置端，通過設置死區(qū)時間，可防止上下橋臂直通；6腳：設定振蕩器頻率用電容與電阻連接端；7腳：工作參考地端；11腳：脈寬調制方波輸出晶體管的集電極；10腳：脈寬調制方波輸出晶體管的發(fā)射極；12腳：工作電源連接端，極限電壓41 V，低于7 V電路不啟動；13腳：輸出方式控制端，在該端為高電平時，TL494為推挽輸出型，最大占空比為48％；在該端為低電平時，兩路輸出脈沖相同，最大占空比為98％；14腳：基準電壓輸出端，該端輸出一個標準的5 V177。在推挽輸出方式時，其兩路驅動脈沖相差180176。調整RP2大小可控制2腳門坎電位，即過流控制點。當UO變化時，誤差放大器2的輸出電壓隨之改變，即，與鋸齒波電壓比較的電平改變，PWM比較器輸出的脈沖寬度改變，致使TL494輸出的驅動脈沖，即開關管V4和V5的導通時間TON改變，從而實現(xiàn)調寬穩(wěn)壓的目的。反饋信息送到TL494的1腳比較后，控制其脈寬大小，最后控制輸出電壓。此外還應根據(jù)電壓精度要求確定RC參數(shù)[11]。處于穩(wěn)態(tài)時，電容積累的電荷與釋放的電荷數(shù)量相等，因此電壓會在一個穩(wěn)定的電壓值附近做小幅度的波動，忽略這樣的紋波，則電容兩端的電壓與PWM占空比呈線性關系。假設PWM波的頻率為f，高電平電壓為V，占空比為a。當該引腳接地時，死區(qū)時間約占總周期的35%。 死區(qū)時間的設計在設計過程中，MOSFET開關功率管經(jīng)常燒壞，是由于兩組功率管同時導通時，功率開關變壓器初級繞組一個給磁心正向激磁，另一個給磁心反向激磁，相互抵消。綜上所述，在選擇自舉電容大小時應綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅動性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅動要求。則過剩電荷ΔQ=－=，ΔUc=ΔQ/C=，可得Uc=10＋=。例如 FUJI50A/600VIGBT 充分導通時所需要的柵電荷Qg=250nC（可由特性曲線查得），VCC=15V，那么C1=225010－9/(15－10－)=107F （334）可取C1= 或更大一點的，且耐壓大于35V 的鉭電容。 IR2110 用于驅動半橋的電路（1）自舉電容的設計IGBT 和PM（POWERMOSFET）具有相似的門極特性。此時VC1 可等效為一個電壓源。 IR2110的內部結構圖IR2110 所示。IR2110 。綜上考慮，： 2110驅動電路上述電路中R5，R6，R7，R8四個電阻是作用是使電路均衡，緩沖和保護限流作用。電路對功率器件的控制要求，同時提高了驅動電路的可靠性[3I?；パa導通，每個橋臂的兩個開關管的驅動電路相互隔離。可以看到，為了保證MOSFET導通，用來對CGS充電的VGS要比額定值高一些，而且CGS也要比VTH高。專用驅動器的脈沖上升延時、下降延時和傳播延遲都很短暫，電路種類也非常齊全，可以滿足各類產品的設計需要。功率MOSFET和雙極型晶體管不同，它的柵極電容比較大，在導通之前要先對該電容充電，當電容電壓超過閾值電壓（VGSTH）時MOSFET才開始導通。例如當偏低時刻適當增加、的匝數(shù)，可達6匝，應以加額定負載后輸出電壓能達到40V為準。實際去=13匝，用4股的高強度漆包線并聯(lián)后繞制而成，電流密度可用J=。自饋繞組U回路中的整流管VD采用FR305型快恢復二極管，其中U≈1V。由于采用的是全橋推挽式變換電路，故占空比D可達到100%，但考慮到要留一定的死區(qū)時間，以免燒壞MOSFET管，因此D取80%。E43的飽和磁通密度B=400mT，使用時為防止出現(xiàn)磁飽和現(xiàn)象而損壞開關功率管，可取磁通密度B=150mT。現(xiàn)實際輸出功率P=420W。C16不僅能濾除加在控制端上的尖峰電流，而且決定了自啟動頻率。5V電壓值是由TL431提供穩(wěn)定電壓，R6和R7能設定輸出電壓值，并能為輸出提供一個假負載，用以提高輕載時的負載調整率。交流電源經(jīng)過整流橋D1和電容C4整流和濾波后，產生直流高壓U1 給高頻變壓器一次繞組供電。當兩個控制開關K，Upa = 3Upa，由此也可以認為Up等于3Up。由于，當控制開關K，式312和式313的計算結果為0。（0）= Ix。把整流輸出電壓Uo和LC濾波電路的電壓Uc、電流iL整定，以便用來計算推挽式變壓器開關電源儲能濾波電感、電容的參數(shù)。）中，Up、Up 分別表示開關變壓器次級線圈N3繞組兩端輸出電壓Uo的正最大值（半波平均值）和負最大值（半波平均值），[Up]、[Up ]分別表示開關變壓器次級線圈N3繞組兩端反激輸出電壓的正最大值（半波平均值）和負最大值（半波平均值）。雙激式開關電源比單激式開關電源，具有輸出功率大、電壓紋波小、電壓輸出特性好等優(yōu)點，： 推挽式開關變壓器電源各主要工作點的電壓、電流波形）表示控制開關K1接通時，變壓器初級線圈N1繞組兩端的電壓波形。 功率變換電路設計 隔離全橋推挽變換電路一般情況下，隔離式開關電源都是用高頻變壓器作為主要隔離器件。當高壓尖峰瞬間出現(xiàn)在壓敏電阻兩端時，它的阻抗急劇減小到一個低值，消除了尖峰電壓使輸入電壓達到安全值。受嚴重的雷電影響，電網(wǎng)上的高壓尖峰可達5kv。由于熱敏電阻具有負溫度系數(shù)，隨著電阻的加熱，其電阻值開始下降，如果熱敏電阻選擇得合適，在負載電流達到穩(wěn)定狀態(tài)時，其阻值應該是最小。RTl和RTz與NTc熱敏電阻的電阻— 熱敏電阻的溫度系數(shù)，α是熱敏電阻的溫度系數(shù)，用每度百分比(％／c)表示。通常廣泛采用的措施有兩種，一種方法是利用電阻一雙向可控硅并聯(lián)網(wǎng)絡；另一種方法是采用負溫度系數(shù)(NTc)的熱敏電阻。 輸入浪涌保護器件隔離式開關電源在加電時，會產生極高的浪涌電流。220V市電經(jīng)整流橋整流以后，變?yōu)榧s300V的脈動電壓，再由濾波電容平滑濾波后，得到較為平直的300V直流電壓，以給開關變壓器供電?，F(xiàn)代的電子設備生產廠家一般都要滿足國際市場的需求，所以他們所設計的開關電源必須要適應世界范圍的交流輸入電壓，通常是180260v的范圍。在方波的上升沿和下降沿，有很多高次諧波，如果這些高次諧波反饋到輸入交流線，就會對其它電子設備產生干擾。隔離式高頻開關電源電路的共同特點就是具有高頻變壓器，直流穩(wěn)壓是從變壓器次級繞組的脈沖電壓整流濾波而來。第三章 系統(tǒng)硬件設計 隔離式高頻開關電源隔離式開關電源的變換器具有多種形式。（2）程序設計：程序設計是制定程序的綱要，也就是將系統(tǒng)定義的問題用程序的方式進行描述、繪制流程圖，結構化程序設計、模塊化程序設計和自頂向下設計等，都是此步驟的有效方法。模塊能夠獨立地完成一定功能，能獨立設計、查錯、調試、修改與維護。但它只考慮操作的順序而不考慮數(shù)據(jù)因此不適合數(shù)據(jù)處理。主控模塊內部處理模塊用戶交換界面數(shù)據(jù)采集模塊ADC轉換PWM給定數(shù)據(jù)存儲數(shù)據(jù)顯示模塊串口通信模塊 軟件系統(tǒng)結構圖程序設計語言的選擇考慮到所要實現(xiàn)的功能較多，雖然匯編語言產生的目標程序簡短，占用存儲空間較小，實時性強，C語言編程會占用較大的存儲空間，而且C語言的實時性較差，但是C語言編程比較簡單。從本系統(tǒng)的硬件原理圖（見附錄）中可以分析出軟件系統(tǒng)的邏輯控制方式，其邏輯控制圖如圖25所示。軟件流程說明：當電源打開的時候，MCU進行復位，寄存器清零。人機交換部分：電壓值的輸入由編碼電位器編碼輸入。其中C8051F350單片機主要是對功率電路的控制和對輸出電壓、電流的采樣反饋；STC12C5616AD單片機則對編碼電位器的輸入進行解碼和數(shù)碼管的顯示。當調寬電壓變化時，TL494 輸出的脈沖寬度也隨之改變，從而改變開關管的導通時間Ton ，達到調節(jié)、穩(wěn)定輸出電壓的目的反饋檢測部分：輸出電壓經(jīng)過電壓采樣、電流采樣后送到TL494的反饋輸入端，從而達到控制脈沖寬度的調制。經(jīng)過元器件的選型與比較，本設計選用MUR3060PT肖特基二極管。IR2110是多通道，輸出電流為2A的MOSFET驅動芯片，其各個指標都滿足本設計的要求。電網(wǎng)整流濾波變壓整流驅動放大MOSFET斬波UARTPWM調制主機反饋檢測輸出保護輸出顯示從機A/D給定輸入電路部分：首先由一個壓敏電阻對輸入的市電進行尖峰電壓限幅，然后由一個扼流線圈對輸入浪涌電流進行限流，再由全橋整流濾波電路將輸入電壓轉化成300V直流電壓。改變控制器的開關頻率使得開關變壓器的磁損耗達到最小，以提高電源的轉換效率。 提高效率的方法及實現(xiàn)方案針對提高效率的問題，使用了如下兩種方案。 隔離式DCDC結構 控制方法及實現(xiàn)方案方案一:采用脈沖頻率調制FPM(Pulse Frequency Modulation)的控制方式，其特征是固定脈沖寬度，利用改變開關頻率的方法來調節(jié)占空比。本設計通過對不同的方案的對比得出了最佳方案的設計。近20多年來，我國的許多研究所、工廠及高等院校已研制出多種型號的工作頻率在20kHz左右，輸出功率在1000W以下的無工頻降壓型開關電源，并應用于電子計算機、電視等方面，取得了較好的效果。從應用領域看，電源管理芯片市場的焦點集中在便攜式產品、消費類電子、計算機、通訊和網(wǎng)絡設備應用領域，同時工業(yè)設備、汽車電子對電源管理芯片的需求也呈上升趨勢，這些需求讓電源管理芯片市場倍添活力。它具有可編程的靈活性，可為采用ARM技術的應用及通信處提供穩(wěn)定的供電。 （3）智能化運用電源管理程序實現(xiàn)節(jié)電控制也是非常有效而可行的方法，目前大多數(shù)筆記本，普遍采用這種智能節(jié)電管理技術，它是利用軟件的方法對各主要耗電部件的用電狀態(tài)控制，對暫不工作的部件減少甚至停止供電。各國積極倡導節(jié)能環(huán)保而紛紛制定的高效電源規(guī)范，也是推動高效節(jié)能電源、低待機能耗產品應用的主要動力。因此，開關電源代替線性電源是大勢所趨[1]。除此之外，開關電源最大的優(yōu)勢還在于能夠大幅縮小變壓器的體積和重量，這是因為開關電源的變壓器工作于50KHz到1MHz的高頻條件下，而不是像線性電源中的那樣工作于50Hz的低頻狀態(tài)，因此縮小了變壓器的體積和重量，而