【正文】 側(cè)電感的主要作用可歸納如下:（1)隔離電網(wǎng)電動勢與VSR交流側(cè)電壓。（2)濾除CSR焦?fàn)t測PWM諧波電流，實現(xiàn)VSR交流側(cè)正弦波電流或一定范圍內(nèi)的任意電流波形控制。（4)使VSR獲得良好電流波形的同時，還可以向電網(wǎng)傳輸無功功率，實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)純電感、純電容特性運行。 可見，交流側(cè)電感的選取對整個系統(tǒng)有很大的影響。因此，從濾波的角度看，希望交流側(cè)電感不能太??；另一方面，電感參數(shù)的選擇也影響了實際電流的跟蹤速度。 以a相分析，由式()可得 ()寫成增量形式 ()其中,為斬波開關(guān)周期。在電流過零附近，電流變化率最大，此時，電流的跟蹤速度應(yīng)該大于電流變化率的最大值，即:變換上式可得:當(dāng)是，從而可得 從制作電感的成本和整流器的體積方面考慮，我們希望電感的數(shù)值小一些，而且實際上不存在的可能，因此，設(shè)計電感時一般只考慮式( )。 2)負(fù)載變化時，在整流器的慣性延時時間內(nèi)將直流電壓的波動維持在限定范圍內(nèi)。輸出電容的選取須綜合考慮。因此電容的選取應(yīng)在保證輸出電壓滿足要求下，盡量取小。交流側(cè)電壓220V，開關(guān)頻率為，由式() 取為700 V。第四章 PWM整流器的硬件設(shè)計 。下面分別詳細說明之。數(shù)字信號處理器(DSP)適合于完成數(shù)字濾波、FFT、頻譜分析等方面任務(wù)，編譯效率較高，指令執(zhí)行速度也較高。DSP采用匯編語語言和C語言編程，其信號處理算法相關(guān)函數(shù)庫，己成為DSP技術(shù)(DigitalSignal Processing)的一部分。TI公司作為全球DSP及模擬器件的領(lǐng)導(dǎo)者，在技術(shù)和市場等方面都積累了豐富的經(jīng)驗。該芯片具有以下特點:(1)頻率為150MHz，單周期32X32位MAC功能，內(nèi)核1. 8V、片上外設(shè)3. 3V的低功耗設(shè)計。(3)片上外設(shè):7個定時器，16通道16位PWM, 6通道CAP/QEP, 28通道12位ADC, 80ns轉(zhuǎn)換時間、0～3V量程，2個SCI異步串口，MCBSP同步串口，1通道SPI同步串口，1通道ECAN總線。并提供虛擬浮點數(shù)學(xué)函數(shù)庫和獨特的IQ(高精度定點運算)數(shù)學(xué)函數(shù)庫。本設(shè)計采用美國Dallas公司生產(chǎn)的串行時鐘芯片DS1305來實現(xiàn)時間的管理。電路原理圖如圖4. 2所示。DS1305支持通過SPI串行數(shù)據(jù)端口或者標(biāo)準(zhǔn)的三線接口進行時間的校正和數(shù)據(jù)的讀取，可進行單字節(jié)的或連讀字節(jié)束發(fā)方式的訪問。SERMODE接VCC，選擇SPI通信模式，具體操作可查閱有關(guān)資料。X1, X2引腳直接連接標(biāo)準(zhǔn)的32. 768kHz晶振，無需外接其它元件。DS1305共有148個用戶RAM，其讀操作地址與寫操作地址空頭分開，當(dāng)其高位為1時，為寫操作地址空間，0為讀操作地址。操作之前，必須對控制寄存器、狀態(tài)寄存器、涓流充電寄存器進行初始化。WP:寫保護位，上電初始化后，WP位處于三態(tài)，在任何寫操作之前，該位必須清零。ALEO, ALE1置1時中斷0, 1使能。涓流充電寄存器(讀11H，寫91H)控制涓流充電的特性。通過CE引腳輸入高電平來啟動所有數(shù)據(jù)傳送，前8個SCLK周期為輸入寫命令，后8個SCLK周期為輸入或輸出的數(shù)據(jù)。輸出時，SCLK的下降沿輸出數(shù)據(jù)有效。復(fù)位電路如圖45所示，TMS230F2812的復(fù)位引腳接有上拉電阻，TPS382333芯片發(fā)出復(fù)位信號后，TMS230F2812的復(fù)位引腳電平被拉低，從而使TMS230F2812復(fù)位。由于TMS230F2812的復(fù)位管腳不僅是輸入口，同時又是內(nèi)部看門狗復(fù)位輸出口，所以在TPS382333芯片的復(fù)位輸出引腳與TMS230F2812的復(fù)位信號之間連接了一個電阻，防止TMS230F2812內(nèi)部看門狗復(fù)位時與TPS382333的復(fù)位輸出腳短路。 輸入開關(guān)量主要包括IPM的保護輸出，本設(shè)計采用光耦進行隔離，型號為常用的TLP521。如：一邊是微數(shù)字處理器控制電路，另一邊是高電壓執(zhí)行端，如市電啟動的電機，電燈等等。除此之外，光耦可能有特定的結(jié)構(gòu)，使光電可以進行轉(zhuǎn)換。光耦既能進行隔離又能進行電流傳輸。為控制PWM波形使功率因數(shù)接近于1，交流側(cè)電壓電流的幅值、頻率、相位及直流側(cè)的電壓電流量都必須準(zhǔn)確地采入到DSP TMS320F2812具有豐富的片上外設(shè)，它的ADC模塊和EV模塊中的3個捕獲單元可以完成這些任務(wù)，而不需外加A/D電路。電壓傳感器LV28P是應(yīng)用霍爾原理的閉環(huán)(補償)電流傳感器。供電電壓為士15V，響應(yīng)時間40 u s (90%of Vpmax)，%（IPN, Tn=250C)。當(dāng)原邊電流超過傳感器額定時，線性度將降低，為了保證其測量精度，～1倍較為合適。（交流電流）采樣調(diào)理電路由此所得到的直流電壓采樣信號經(jīng)過調(diào)理后送入DSP芯片，其A/D轉(zhuǎn)換電壓 3. 3V，當(dāng)原邊被測電壓為700V時，對應(yīng)的副邊輸出電流為:，則:，滿足參考范圍。通過正向跟隨得到輸出電壓，經(jīng)過一個二極管鉗位在ADC所要求的電壓范圍內(nèi)，起到過壓保護作用。 通常交流電流采樣采用雙電源供電傳感器，其輸出電流信號經(jīng)測量電阻RM轉(zhuǎn)換為電壓信號后，由運算放大器U8構(gòu)成的放大器的增益與RM的阻值配合決定，可使輸出的雙極性信號恰好落在3. 3V～+3. 3V范圍。單極性0～+3. 3V信號是DSP的A/D轉(zhuǎn)換所要求的，由RC構(gòu)成的低通濾波器，來濾除交流輸入電流的高次諧波，兩個二極管為鉗位二極管。LTS25NP是LEM公司生產(chǎn)的閉環(huán)電流傳感器，具有LEM閉環(huán)電流傳感器的優(yōu)良性能。LTS25NP總精度為士2% (IPN, TA=25。由于被測交流電流大小為士8A，考慮被測電流可能超調(diào)，通常留有至少0. 2倍的安全裕量，如果實測電流比額定電流值小得多時，其測量的靈敏度又會不高:選擇原邊額定電流為的連接方式比較合適。即被測交流電流的采樣信號在2. 1～2. 9V之間，滿足DSP的A/D轉(zhuǎn)換電壓0～3. 3V的要求，且調(diào)節(jié)范圍寬。其中濾波器采用的是賽倫二階低通濾波器，鉗位二極管起信號電壓過壓保護作用。濾波器由低通濾波器和高通濾波器兩部分。該低通濾波器可以濾去電網(wǎng)輸入信號中的高次諧波，使得波形得到改善，但是又使相位產(chǎn)生了滯后，因此又引入高通濾波器進行補償。從電路中可以看出，該高通、低通濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)完全相同，而且阻容對稱分布，只要各個參數(shù)選擇適當(dāng)，高通濾波器超前的相位就正好可以抵消低通濾波器滯后的相位。輸出端的電壓由比例電阻Rso和Rsi決定。即實現(xiàn)與電網(wǎng)電壓同步的方波信號再送入DSP的捕獲單元中，捕獲電源電壓每個周期的起點(上升沿)，為軟件程序里計算采樣點相位角做準(zhǔn)備。支持兩種電源供電電壓:和。在電壓供電時，輸出端測量電阻RM2的產(chǎn)品給定參考值為:當(dāng)原邊測量電壓為 , RM2的取值范圍為(100～320，原邊測量電壓為 (max) , RM2的取值范圍為(100～180)。則采樣電阻:RM2=。 ，其輸出為與交流側(cè)電壓電流同相位、同頻率的方波。它們由高速低功耗的管芯和優(yōu)化的門極驅(qū)動電路以及快速保護電路構(gòu)成。IPM以其高可靠性，使用方便贏得越來越大的市場，尤其適合于驅(qū)動電機的變頻器和各種逆變電源，是變頻調(diào)速，冶金機械，電力牽引，伺服驅(qū)動，變頻家電的一種非常理想的電力電子器件。(2)采用自舉電路結(jié)構(gòu)，可實現(xiàn)單電源驅(qū)動。P側(cè):UV(控制電源欠壓保護)—不輸出故障信號FON側(cè):UV/SC(過載保護)—輸出故障信號FO(4)內(nèi)置專用HVIC (High Voltage IC:600V)無需隔離電路(如光耦)，可從單片機直接接受控制信號。而且，可直接由DSP和3V級單片機驅(qū)動。 IPM的輸出故障信號通過光耦隔離接到主控板上。 第四代DIPIPM的輸入信號邏輯改為高電平驅(qū)動，消除了15V電源和單片機信號的投入和退出順序的制約，使得系統(tǒng)工作更安全。 DIPIPM的內(nèi)部輸入電路框圖 DIPIPM緩沖電路設(shè)計，①和②為緩沖電容的位置。因此，在旁路電阻外側(cè)即位置①加緩沖電容時，圖中A處的配線應(yīng)盡可能短，如圖中③所示那樣。與SPWM相比，基于SVPWM的三相PWM整流器具有如下優(yōu)點:%，由于直流電壓利用率的提高，相同直流條件下，可以提高三相PWM整流器網(wǎng)側(cè)電壓的設(shè)計，相對減少了三相PWM整流器網(wǎng)側(cè)電流，降低了整流器網(wǎng)側(cè)及功率開關(guān)管導(dǎo)通損耗，提高了整流器的運行效率。而 DSP的強大的運算能力和快速的運算速度，為SVPWM數(shù)字化的實現(xiàn)提供了條件。取A相軸線與復(fù)數(shù)坐標(biāo)系的實軸重合，綜合矢量可以定義為這三個矢量的合成矢量的2/3倍。然而該算法較為復(fù)雜，需要參數(shù)較多，因而控制性能受參數(shù)變化影響較大，魯棒性差。在此基礎(chǔ)上得到如下框圖:我們以輸入電壓矢量的位置為d軸的正方向，取三相輸入電壓為: （）則有 此時，輸入電壓的軸分量為0，只有d軸分量，我們希望三相電壓型PWM整流器的輸入功率為1，所以輸入電流矢量應(yīng)當(dāng)與輸入電壓矢量同方向，即輸入電流矢量也應(yīng)當(dāng)是d軸的正方向。 電壓空間矢量PWM是基于空間矢量變換概念提出的。按照平行四邊形法則，利用這8個基本空間矢量可以合成任意的電壓矢量。其中x可以等于0、60、1180、2和300，可以是，也可以是，它們的值取決于待求輸出電壓矢量所處的扇區(qū)，開關(guān)波形如圖所示。或1的情況外，通過軟件實現(xiàn)的開關(guān)方案中，開關(guān)器件在一個載波周期內(nèi)需要開通關(guān)斷各一次，這意味著開關(guān)器件的平均開關(guān)頻率較高，開關(guān)損耗大，但是，這種開關(guān)方式在較低的調(diào)制系數(shù)下輸出的電壓諧波含量較小。然而，可以證明，圖b)所示的開關(guān)方式在較高載波比條件校既可以減少開關(guān)損耗，又可以減少諧波損耗，總體性能優(yōu)于圖a的方案。坐標(biāo)系下任何一個矢量，只要滿足條件（為SVPWM技術(shù)的最大輸出電壓）, 都可以由這8個基本電壓矢量安下式的規(guī)律合成其中，T是PWM載波周期，和分別代表基本電壓矢量，和（或）。同理，當(dāng)處于由電壓矢量和認(rèn)組成的扇區(qū)時，所求的占空比為設(shè)三個變量、和，它們滿足：根據(jù)以上求解過程，可以得到占空比、扇區(qū)和、三者之間的關(guān)系。分別另，可以在坐標(biāo)系下得到三條直線，分別與6個電壓矢量重合。例如，當(dāng)，時，輸出電壓矢量處于2扇區(qū)。且令。確定扇區(qū)值后，并在每個PWM載波周期內(nèi)刷新SVPWM狀態(tài)ACTR寄存器bit[12～15]的值扇區(qū)值123456基本矢量000100110010011001000101綜上所述，使用DSP的SVPWM硬件模塊產(chǎn)生PWM波的操作步驟為:1)初始化系統(tǒng)及相應(yīng)寄存器；2)根據(jù)(、)計算、。4)。6)每個PWM周期內(nèi)更新一次比較寄存器和ACTR寄存器值。軟件工程學(xué)表明，大型復(fù)雜的軟件是不可能做到100%無錯誤的。為此在硬件上采取了一定的措施，比如盡量采用片上外設(shè)，減少干擾，開關(guān)量的輸入、輸出采用光藕器件隔離等。 “軟件危機”導(dǎo)致人們對如何提高軟件的開發(fā)效率，軟件產(chǎn)品的質(zhì)量及可維護性方面作了大量的研究，并且專門研究上述問題的新學(xué)科”軟件工程學(xué)”越來越受到重視。如進度拖延、軟件的質(zhì)量不可靠、軟件的維護很困難、軟件沒有適當(dāng)?shù)奈臋n資料。模塊特性對測試及維護是很方便的。（2)簡單性原則(perpage原則) 每一模塊應(yīng)在一頁紙內(nèi)寫完，因為研究表明，當(dāng)模塊中程序語句多于30行時，可理解性迅速下降，所以一個模塊的語句數(shù)最好在40行以內(nèi)。（3)單入口，單出口原則 一個模塊只允許有一個入口，一個出口，不允許從模塊的外部直接跳入到模塊內(nèi)部，也不允許從模塊內(nèi)跳到模塊外。（5)流水線原則 模塊可以被看成一個輸入，處理到輸出的過程，即模塊的IPO格式(InputProcess Output)。（6)完備的文檔 軟件是指程序與有關(guān)的，完備的文檔，而不單單是程序清單。 由于人的認(rèn)識不可能百分之百地符合客觀實際，因此在設(shè)計的每一個階段都有可能發(fā)生錯誤。越是發(fā)現(xiàn)得早，改正一個錯誤所花的代價就越小。 大部分微處理器(典型的嵌入式處理器)不提供硬件支持浮點數(shù)學(xué)，大多微處理廠商認(rèn)為浮點數(shù)學(xué)對于嵌入式系統(tǒng)不是很重要，并且浮點芯片的價格要比定點芯片高的多。例如，對于低檔的8位微處理器，浮點加法可以花幾百微秒，而執(zhí)行一個16位整數(shù)加法值需要幾微秒。所以對于實時性要求高的系統(tǒng)，通常采用定點運算編寫出運行快且代碼盡可能少的程序。(微處理器沒有提供表示定點數(shù)的S機制)。利用以下的一記法來表示定點數(shù): 定點數(shù)=尾數(shù)S指數(shù) 這里S表示尾數(shù)需要按比例縮小2指數(shù)倍以決定該定點數(shù)的值。尾數(shù)通常是一個正整數(shù)。 利用比例可以將幾乎任何數(shù)表示成一個16為整數(shù)。 通常，定標(biāo)方法有兩種:Q表示法和S表示法。顯然，QO表示的是一個有符號的整數(shù)，而Q15表示的是一個有符號的小數(shù)，其他各種情況表示了一個有符號的混合小數(shù)，它可以含有i個整數(shù)位和15i個小數(shù)位。由表可總結(jié)出下列幾點: Q表示法ins表示法Q表示S表示小數(shù)點位置整數(shù)位小數(shù)位十進制數(shù)表示范圍精度Q15在D15之后0151～Q14在D14之后1142～Q13在D13之后2134～Q12在D12之后3128～Q11在D11之后41116～Q10在D10之后51032～Q9在D9之后6964～Q8在D8之后78128～Q7在D7之后87256～Q6在D6之后96512～Q5在D5之后1051024～Q4在D4之后114