【正文】 幅相控制策略，并實(shí)現(xiàn)了電流型PWM整流器網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)正弦波電流控制。到20世紀(jì)80年代末，、離散動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型及控制策略，PWM整流器的研究發(fā)展到一個(gè)新的高度[15]。隨著研究的深入，基于PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制的拓展，相關(guān)的應(yīng)用研究也發(fā)展起來(lái)。經(jīng)過(guò)多年的研究和發(fā)展，PWM整流器技術(shù)己日趨成熟。控制技術(shù)是PWM整流器發(fā)展的關(guān)鍵。為了使電壓型PWM整流器工作時(shí)達(dá)到單位功率因數(shù)，網(wǎng)側(cè)呈現(xiàn)受控電流源特性，其網(wǎng)側(cè)電流控制策略的研究顯得十分重要。I39。間接電流控制技術(shù)為電流開(kāi)環(huán)控制，如早期采用的相位幅值控制，通過(guò)PWM整流方法在整流器橋臂中點(diǎn)輸出幅值和相位受控的正弦PWM電壓，該電壓與電網(wǎng)電壓共同作用，可在整流器交流側(cè)形成所需的正弦基波電流，而諧波電流則由交流電感濾除。但動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢，無(wú)限流功能，穩(wěn)定性很差等缺點(diǎn)影響了它的廣泛應(yīng)用，己經(jīng)逐漸被直接電流控制取代。當(dāng)然，直接電流控制的控制結(jié)構(gòu)和算法較間接電流控制復(fù)雜。早期PWM整流器多采用滯環(huán)電流控制[8]，近期多采用預(yù)測(cè)電流控制和同步PI控制[9]等控制算法。預(yù)測(cè)電流控制保持滯環(huán)電流控制響應(yīng)速度快的特點(diǎn)，實(shí)際電流能夠在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)跟蹤上指令電流，而且控制周期和器件開(kāi)關(guān)頻率固定，整個(gè)控制系統(tǒng)中只有電壓環(huán)一個(gè)PI調(diào)節(jié)器，參數(shù)整定比較簡(jiǎn)單。采用PI調(diào)節(jié)器可以實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差調(diào)節(jié)，能夠獲得較好的動(dòng)靜態(tài)特性。根據(jù)磁場(chǎng)等效的基本原理，三相靜止坐標(biāo)、兩相靜止坐標(biāo)和兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系之間可以進(jìn)行相互轉(zhuǎn)換，這樣就可以把對(duì)交流量的控制轉(zhuǎn)變成對(duì)直流量的控制，使系統(tǒng)得到較好的動(dòng)靜態(tài)性能[10]。別外一種是直接功率控制困PC[3]。它根據(jù)有功和無(wú)功功率與開(kāi)關(guān)狀態(tài)的簡(jiǎn)單對(duì)應(yīng)關(guān)系，由整流器的開(kāi)關(guān)狀態(tài)來(lái)估計(jì)有功和無(wú)功功率。直接功率控制在本質(zhì)上是對(duì)輸入電流進(jìn)行控制，能夠有效改善電流波形的畸變，獲得高功率因數(shù)；控制系統(tǒng)中沒(méi)有電流內(nèi)環(huán)控制和PWM調(diào)制模塊，控制方便，算法簡(jiǎn)單由整流器的交流側(cè)電流、直流側(cè)電壓和功率器件的開(kāi)關(guān)狀態(tài)來(lái)估算有功、無(wú)功功率和電網(wǎng)電壓。直接功率控制也可以分為電壓定向控制和虛擬磁鏈定向控制兩種。第5章將詳細(xì)介紹同步PI控制和新型預(yù)測(cè)電流控制算法。為了解決PWM整流器在應(yīng)用中的既有缺點(diǎn)和障礙，一些較為新穎的系統(tǒng)控制策略相繼被提出。首先，出現(xiàn)了對(duì)無(wú)電網(wǎng)電壓傳感器控制及無(wú)電網(wǎng)電流傳感器控制的研究。[14]。他們分別是虛擬電網(wǎng)磁鏈定向矢量控制(VFOC)和虛擬電網(wǎng)磁鏈定向直接功率控制(VFDPC)。另外，從而為無(wú)電網(wǎng)電流傳感器的PWM整流器研究奠定了基礎(chǔ)。常規(guī)的基于dq模型的電壓型PWM整流器控制，一般通過(guò)前饋解禍控制，并采用兩個(gè)獨(dú)立的PI調(diào)節(jié)器，分別控制相應(yīng)的有功無(wú)功分量。針對(duì)這一問(wèn)題，Jong Woo choi等學(xué)者利用最優(yōu)控制理論，提出了確保直流電壓響應(yīng)的時(shí)間最優(yōu)控制。第三種，很多學(xué)者專(zhuān)注于電網(wǎng)不平衡條件下的PWM整流器控制策略研究。而實(shí)際上，三相電網(wǎng)常處于不平衡狀態(tài)，即三相電網(wǎng)電壓的幅值、相位不對(duì)稱(chēng)。為了使PWM整流器在電網(wǎng)不平衡條件下仍能正常運(yùn)行，必須提出相應(yīng)的控制策略。這方面控制策略仍有待更進(jìn)一步的研究。對(duì)于不同功率等級(jí)以及不同的用途，人們研究了各種不同的PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。對(duì)于大功率PWM整流器，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的研究主要集中在多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、變流器多重化以及軟開(kāi)關(guān)技術(shù)上。而對(duì)于大電流應(yīng)用場(chǎng)合，常采用變流器并聯(lián)多重化。 PWM整流器的研究狀況當(dāng)前對(duì)PWM整流器的研究主要是以下幾個(gè)方面:(1)關(guān)于PWM整流器的建模研究 PWM整流器數(shù)學(xué)模型的研究是PWM整流器及其控制技術(shù)研究的基礎(chǔ)。而Chun Y Hu等則利用局部電路的dq坐標(biāo)變換建立了PWM整流器基于變壓器的低頻等效模型電路，并給出了穩(wěn)態(tài)、動(dòng)態(tài)特性分析。(2)關(guān)于PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的研究 PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可分為電流型和電壓型兩大類(lèi)。電流型PWM整流器(CSR)直流側(cè)則是采用大電感進(jìn)行電流儲(chǔ)能，使得CSR直流側(cè)呈高阻抗的電流源特性。而電流型 PWM整流器由于需要較大的直流儲(chǔ)能電感，以及交流側(cè)LC濾波問(wèn)題，制約了電流型PWM整流器地發(fā)展。 在小功率場(chǎng)合，PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的研究集中在減少功率開(kāi)關(guān)和改進(jìn)直流輸出性能上。對(duì)于大功率PWM整流器，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的研究主要集中在多電平、變流器組合以及軟開(kāi)關(guān)技術(shù)上。而對(duì)大電流應(yīng)用場(chǎng)合，則常采用變流器組合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，即將獨(dú)立的電流型PWM整流器進(jìn)行并聯(lián)組合。同樣，可以將電壓型PWM整流器串聯(lián)組合，以適應(yīng)高壓大容量的應(yīng)用場(chǎng)合。(3)關(guān)于電壓型PWM整流器的電流控制策略研究 為了使電壓型PWM整流器網(wǎng)側(cè)呈現(xiàn)受控電流源特性，其網(wǎng)側(cè)電流控制策略的研究顯得十分重要。間接電流控制實(shí)際上就是所謂的“幅相”電流控制，即通過(guò)控制電壓型PWM整流器的交流側(cè)電壓基波幅值、相位，進(jìn)而間接控制其網(wǎng)側(cè)電流。直接電流控制以其快速的電流響應(yīng)和魯棒性受到了重視，出現(xiàn)了不同的控制方案，主要包括以固定開(kāi)關(guān)頻率且采用電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)前饋的SPWM控制，以及滯環(huán)電流控制。目前電壓型PWM整流器網(wǎng)側(cè)電流控制己開(kāi)始將固定開(kāi)關(guān)頻率、滯環(huán)及空間矢量控制相結(jié)合，以使其在大功率有源濾波等需快速電流響應(yīng)場(chǎng)合獲得優(yōu)越的性能。(4) PWM整流器系統(tǒng)控制策略的研究①在對(duì)PWM整流器的研究過(guò)程中，出現(xiàn)了一些較為新穎的控制策略:1Q PWM整流器的時(shí)間最優(yōu)控制常規(guī)的dq模型的電壓型PWM整流器控制，一般通過(guò)前饋解禍控制并采用兩個(gè)獨(dú)立的PI調(diào)節(jié)器，分別控制相應(yīng)的有功、無(wú)功分量。針對(duì)這一問(wèn)題，有學(xué)者提出了直流電壓時(shí)間最優(yōu)控制。②無(wú)電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)傳感器和無(wú)網(wǎng)側(cè)電流傳感器控制為了簡(jiǎn)化信號(hào)的檢測(cè)。進(jìn)而實(shí)現(xiàn)無(wú)交流電流傳感器控制。實(shí)際上，電網(wǎng)經(jīng)常處于不平衡狀態(tài)。PWM整流器的交流側(cè)電流不平衡，嚴(yán)重時(shí)可使整流器故障燒毀。電網(wǎng)不平衡條件下，常規(guī)的控制方法會(huì)使直流電壓產(chǎn)生偶次諧波分量，交流側(cè)會(huì)產(chǎn)生奇次諧波分量。但是由于該方法地負(fù)序分量在dq坐標(biāo)下不是直流量，導(dǎo)致PI調(diào)節(jié)不能實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差控制。但是，雙旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系控制度的結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜，運(yùn)算量大。為此，有學(xué)者提出了基于Lyapunov穩(wěn)定性理論的控制策略。這一方案較好的解決了PWM整流器的大范圍穩(wěn)定控制問(wèn)題。由于在超導(dǎo)儲(chǔ)能變流環(huán)節(jié)中應(yīng)用的電流型PWM整流器無(wú)需另加直流電感，并且具有良好的電流保護(hù)性能，因此與電壓型PWM整流器相比，電流型PWM整流器顯得更有優(yōu)勢(shì)。 PWM整流器控制技術(shù)研究方向 控制技術(shù)是PWM整流器發(fā)展的關(guān)鍵。一般要求在整個(gè)負(fù)載波動(dòng)范圍內(nèi)，交流側(cè)輸入電流的總諧波畸變率低于5%。(3)提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力，減少系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間。(5)減少直流側(cè)紋波系數(shù)，縮小直流側(cè)濾波器體積，減輕重量。 本論文在進(jìn)行了大量有關(guān)PWM整流器控制的文獻(xiàn)研究和資料分析的基礎(chǔ)上，主要完成以下工作:，對(duì)該系統(tǒng)及其控制系統(tǒng)有了一定的了解。(DSP)，設(shè)計(jì)了系統(tǒng)的控制回路和檢測(cè)回路。4. 對(duì)于系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)，給出了PWM控制脈沖的生成方法和電網(wǎng)電壓同步信號(hào)獲取的正弦查表法，利用匯編和C語(yǔ)言的混合編程，編寫(xiě)了其實(shí)現(xiàn)程序，完成了對(duì)PWM整流器的數(shù)字控制。接著，文章又建立了PWM整流器的兩種基本的數(shù)學(xué)模型，并在本章最后簡(jiǎn)要介紹了幾種PWM整流器的控制方式。由此可見(jiàn)，PWM整流器己不是一般傳統(tǒng)意義上的AC/DC變換器，由于能量的雙向傳輸，當(dāng)PWM整流器從電網(wǎng)吸取能量時(shí)，則運(yùn)行于整流工作狀態(tài)；而當(dāng)PWM整流器向電網(wǎng)傳輸電能時(shí)，則運(yùn)行于有源逆變工作狀態(tài)。 PWM整流器模型電路因此，PWM整流器實(shí)際上是一個(gè)其交、直流側(cè)可控的四象限運(yùn)行的變流裝置，下面從模型電路說(shuō)明其基本原理。其中交流回路包括交流電動(dòng)勢(shì)。直流回路包括負(fù)載電阻R及負(fù)載電勢(shì)e等。當(dāng)不計(jì)功率橋的損耗時(shí)，由交、直流側(cè)功率平衡關(guān)系可得 = dc dc ()式中，, 為模型電路交流側(cè)電壓、電流。 由式( 2. 1)可看到:通過(guò)模型電路交流側(cè)的控制，就可以控制其直流側(cè)，反之亦然。 為簡(jiǎn)化分析，對(duì)于PWM整流器模型電路，只考慮基波分量而忽略PWM諧波分量，并且忽略交流側(cè)電阻。，當(dāng)以電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)矢量為參考時(shí)，通過(guò)控制交流電壓矢量V即可實(shí)現(xiàn)PWM整流器的四象限運(yùn)行。當(dāng)電壓矢量端點(diǎn)位于圓軌跡A點(diǎn)時(shí)，電流矢量I比電動(dòng)勢(shì)矢量E滯后900，此時(shí)PWM整流器網(wǎng)側(cè)呈純電感特性， a所示；當(dāng)電壓矢量V端點(diǎn)運(yùn)動(dòng)到圓軌跡B點(diǎn)時(shí)，電流矢量I于電動(dòng)勢(shì)E平行且同向，此時(shí)，PWM整流器網(wǎng)側(cè)呈正電阻特性， b所示。當(dāng)電壓矢量V端點(diǎn)運(yùn)動(dòng)到D點(diǎn)時(shí)，電流矢量I于電動(dòng)勢(shì)E平行且反向，此時(shí)，PWM整流器網(wǎng)側(cè)呈負(fù)電阻特性， d所示。此時(shí)，PWM整流器需從電網(wǎng)吸收有功及無(wú)功功率，電能將通過(guò)PWM整流器由電網(wǎng)傳輸至直流負(fù)載。而在A點(diǎn)運(yùn)行時(shí)，PWM整流器則不從電網(wǎng)吸收有功功率，而只從電網(wǎng)吸收感性無(wú)功功率。此時(shí)， PWM整流器需從電網(wǎng)吸收有功及容性無(wú)功功率，電能將通過(guò)PWM整流器由電網(wǎng)傳輸至直流負(fù)載。 (3)當(dāng)電壓矢量V端點(diǎn)在圓軌跡CD上運(yùn)動(dòng)時(shí)，PWM整流器運(yùn)行于有源逆變狀態(tài)。當(dāng)PWM整流器運(yùn)行至D點(diǎn)時(shí)，便可實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)有源逆變。此時(shí)PWM整流器向電網(wǎng)傳輸有功及感性無(wú)功功率，電能將從PWM整流器直流側(cè)傳輸至電網(wǎng)。、全橋VSR拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2. 3是單相半橋和全橋電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，兩者交流側(cè)結(jié)構(gòu)相同，交流側(cè)的電感主要用以濾除電流諧波。對(duì)比可見(jiàn)，半橋電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，造價(jià)低，因此常用于低成本、小功率的場(chǎng)合。另外，為使半橋電路中電容中點(diǎn)電位基本不變，還需引人電容均壓控制，可見(jiàn)單相半橋VSR的控制相對(duì)復(fù)雜。 b為三相全橋VSR拓?fù)?，其公共直流母線(xiàn)上連接了三個(gè)獨(dú)立控制的單相全橋VSR，并通過(guò)變壓器連接至電網(wǎng)。 上述的1和2拓?fù)涠紝儆诔Ｒ?guī)的二電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其不足之處是在高壓場(chǎng)合下，需使用高反壓的功率開(kāi)關(guān)或多個(gè)功率開(kāi)關(guān)串聯(lián)使用。 三相三電平VSR電路拓?fù)淙娖絍SR可以解決二電平VSR的不足。三電平電路所需功率開(kāi)關(guān)與二電平相比成倍增加，并且控制也相對(duì)復(fù)雜。在一定條件下 , ，產(chǎn)生諧振，使兩端產(chǎn)生零電壓，此時(shí)，三相橋功率開(kāi)關(guān)進(jìn)行切換，即可實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)PWM控制。橋臂上順向串聯(lián)二極管，目的是阻斷反向電流，并提高功率開(kāi)關(guān)的耐反壓能力。這里假設(shè)電路滿(mǎn)足以下條件 1)電源是三相平衡正弦電壓源。定義三相開(kāi)關(guān)函數(shù)如下: ，第k相上橋臂開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，下橋臂開(kāi)關(guān)管關(guān)斷。 k=a, b, c對(duì)a相電路，有: ()設(shè)，為IGBT的等效電阻，當(dāng)上橋臂開(kāi)關(guān)導(dǎo)通，且小橋臂開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)，有: ()當(dāng)下橋臂導(dǎo)通，上橋臂關(guān)斷時(shí)有: ()將式()、式()代入式()可得: () 同一橋臂上下開(kāi)關(guān)不能同時(shí)導(dǎo)通，即，同時(shí)，約定，則式()可寫(xiě)為: ()同理可得b相和c相的微分方程如下: () ()對(duì)于三相平衡系統(tǒng)，有: ，將式()、()、()變換代入，可得: , 則中性點(diǎn)電壓為: ()將式()代入式()中，可得完整的a相方程: () 同理可得b相、c相方程如下: () ()對(duì)負(fù)載電流進(jìn)行分析，可得電容上電壓: （）整理可得方程組： （）式中C為整流器直流側(cè)濾波電容 , ，電感器的等效參數(shù) ，整流器負(fù)載電阻 ，整流器輸出電壓 ,，整流器三相輸入電流 , ,，三相電網(wǎng)電壓定義三相相電壓函數(shù)則整流器的交流側(cè)數(shù)學(xué)模型為:= （）由式(2. 14)，可得交流側(cè)高頻等效電路如圖: 表達(dá)式()是一組對(duì)時(shí)間不連續(xù)的微分方程，普通的數(shù)學(xué)方法難以求得其解析解，造成不連續(xù)的原因在于開(kāi)關(guān)函數(shù)的不連續(xù)性。根據(jù)此概念，可以用開(kāi)關(guān)函數(shù)在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的平均值代替函數(shù)本身，得到對(duì)時(shí)間連續(xù)的狀態(tài)空間平均模型。然而，當(dāng)轉(zhuǎn)換頻率比固有頻率大的多的時(shí)候，在一個(gè)轉(zhuǎn)換周期內(nèi)調(diào)制波可被看成一個(gè)常量。根據(jù)狀態(tài)空間平均定義三相相電壓平均值函數(shù)。 幅相控制下的調(diào)制波和載波第三章 整流器主電路參數(shù)的選擇 直流側(cè)輸出電壓。從電源控制方面看，過(guò)低，將會(huì)導(dǎo)致交流側(cè)電流畸變嚴(yán)重，甚至不能跟隨給定；過(guò)高，將會(huì)提高器件的耐壓定額，增加成本，也會(huì)降低系統(tǒng)可靠性。必須不小于輸入端A, B, C處的交流線(xiàn)電壓基波的峰值。產(chǎn)生的三相橋輸入端線(xiàn)電壓基波最大值為僅，而交流側(cè)三相對(duì)稱(chēng)系統(tǒng)電壓合成矢量幅值為 (為相電壓峰值)，因此，及直流側(cè)電壓滿(mǎn)足: () 在交流電源電壓最大值或有效值給定后，可根據(jù)()大致確定直流側(cè)電壓值。VSR交流