【正文】 脈沖序列以相同數量的等幅不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖和相應正弦波段的中點重合，并使矩形脈沖和相應正弦波部分的面積（沖量）相等，得到圖 24所示的脈沖序列，這就是 SPWM波形。根據面積等效原理， SPWM波形和正弦半波在慣性環(huán)節(jié)上的作用是等效的。要改變等效輸出的正弦波的 幅值，只需按同一比例改變上述各脈沖的寬度即可。計算法要求已知正弦波的頻率、幅值和半個周期內的脈沖數， SPWM 波形中各脈沖寬度和間隔可以準確計算出來。工程中可以用模擬電路構成三 本科畢業(yè)設計論文 20 角載波和正弦調制波發(fā)生電路，以比較器來確 定它們的交點，在交點時刻對開關器件進行通斷控制，生成 SPWM 電壓波形。 1. 等面積法：該法實際上就是 SPWM 原理的直接闡釋。此方法以 SPWM 控制的基本原理為出發(fā)點，可以準確地計算出各開關器件的通斷時刻，所獲得的波形很接近正弦波。 2. 硬件調制法：該法專為解決等面積法計算的繁瑣而提出。常以等腰三角波作為載波，當調制波為正弦波時，得到的就是 SPWM 波形。但電路結構復雜，難以實現精確控制。其實就是用軟件來實現波形調制，有自然采樣法和規(guī)則采樣法兩種基本算法： （ 1）自然采樣法：在正弦波和三角波的自然交點時刻控制開關器件的通 斷，稱為自然采樣法。這種算法計算量大，耗時多，占用存儲空間，不適合在 DSP 處理器中以程序語言通過程序算法實現。自然采樣法中，脈沖中點和三角波單個周期的中點并不重合，規(guī)則采樣法則使二者重合。 如圖 25所示，在三角波負峰值時刻 Dt 對調制信號波采 樣得 D點，過 D作水平線與三角波交于 A、 B 點，在 A點時刻 At 和 B點時刻 Bt 控制器件的通斷，如果載波比足夠高，那么脈沖寬度 ? 和用自然采樣法得到的脈沖寬度會非常接近。? 39。從圖 23可得 1 sin 2/ 2 / 2rD cat T??? ? （ 25） 可得 (1 sin )2crDT at???? （ 26） 三角波一周期內，脈沖兩邊間隙寬度為 39。其原理是對輸出電壓波形按傅氏級數展開，表示為 ( ) sin ( )nu t a n t??? ? ，首先確定基波分量 1a 的值，令兩個諧波對應的幅值 0na? ，就可以建立三個方程，聯立求解得各次諧波的幅值 1a ， 2a ， 3a ，這樣就可以消去兩個頻率的諧波。 本科畢業(yè)設計論文 22 PWM 波形的調制方式可以分為線性模式和非線性模式 [27][28]。當調制信號峰值大于載波信號峰值時，發(fā)生過調制，輸出開關波形的 THD 增加，即是非線性模式。據此，設計控制系統參數時，要注意調制波和載波幅值間的關系。 本文控制系統可生成與整流電路工作狀態(tài)相對應的正弦波，可以此作為調制波，再結合控制器提供三角載波，即可調制得到橋臂通斷所需的 SPWM 開關信號，因此，本文此選擇由控制系統生成正弦調制波，由數字控制器提供等腰三角形的數字載波，依照規(guī)則采樣法，調制生成 SPWM 波形的控制方式，完成高功率因數整流控制。為使電路運行在 PWM 模式下，開關器件應能阻斷反向電壓，本文選擇全控器件 IGBT，與開關管反并聯的二極管在有一個合適直流源時，便于功率向交流側再生，同時也參與整流。直流輸出側電容 C 用以減小直流電壓脈動，緩沖電路無功能量。此外，附加輸入電壓接入接觸器 RS 、起動限流電阻 sR 和短路接觸器 S ，及合理有效的散熱裝置，即構成了控制器整流級的功率主電路 [9]。為了便于研究整流器的原理和工作過程，設計整流器的控制系統，根據其電路拓撲結構，利用基爾霍夫電路基本定律，建立三相半橋 VSR 的在三相靜止坐標系 abc 中的穩(wěn)態(tài)數學模型。三相VSR數學模型基于以下假設： （ 1）輸入電動勢 e 為三相對稱平衡的理想正弦電動勢； （ 2）濾波電感 L 為線性，忽略磁飽和造成的影響； （ 3）功率管開關損耗以電阻 sR 表示，即實際的功率開關管可由理想開關與損耗電阻 sR 串聯等效表示。經過電感后，整流橋的輸入相電壓用 ( , , )ku k a b c? 表示，由基爾霍夫電壓定律建立三相 VSR 的 A相電壓回路方程為： 0()a a a a a a N NdiL R i e u e u udt ? ? ? ? ? ? （ 210） 當 a 相上橋臂導通而下橋臂關斷，即 1as? 時，有 aN dcuu? ；當其上橋臂關斷而下橋臂導通，即 0as? 時，有 0aNu ? 。 利用坐標轉換將三相靜止坐標系 abc 轉換成以電網基波角頻率同步旋轉的兩相 dq 坐標系，這樣就將交流側的時變量轉化成了直流量，從而大大簡化了控制系統的設計，同時在兩相旋轉 dq 坐標系下采用 PI控制器可以實現對電流的 無靜差控制，并且易于實現對有功、無功電流的解耦控制 。通過坐標變換矩陣將靜止 abc 坐標系下的各電量及方程轉換為同步旋轉 dq 坐標系下，即可導出三相 VSR在同步旋轉 dq 坐標系的數學模型。 qee? aedecebe ?t?Ee??q 本科畢業(yè)設計論文 26 圖 28 坐標系關系示意圖 以電壓變換為例， ae 、 be 、 ce 為交流輸入三相對稱正弦電壓，角頻率為 ? ，由靜止 abc 坐標系到靜止 ?? 坐標系的變換推導如式（ 219）。 12 0 12 012011 1122 2233 3322 22122330jjaa a ab jbace e e e e eeee e e ee?????? ?????? ? ? ? ??? ?????????? ??? ???? ?? ?????? = 123310 abee???????????? （ 219） 由圖 28得到靜止 ?? 坐標系到旋轉 dq 坐標系的電壓變換關系為： c o s s ins in c o sdqe ette e?????? ??????? ??????? ???? （ 220） 以上為電壓的坐標變換公式，電流的坐標變換公式與之相同。一些文獻中使用等功率坐標變換，保證變換前后的電壓、電流乘積不變，這與等值變換在電路控制方面沒有本質區(qū)別。 由式（ 210）得回路電壓方程： a a a ab b b be i i udLRe i i udt? ? ? ? ? ? ? ?? ? ?? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? （ 221） 將（ 221）帶入（ 219）得 123310 a a ab b be i i ui i uddL R L Re i i ui i ud t d t? ? ? ?? ? ? ??? ??? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ??? ??? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ????? （ 222） 將（ 222）帶入（ 220）得 c os si nsi n c osdqe i i utt dLRe i i udt ? ? ?? ? ??? ???? ? ? ? ? ? ???? ? ????? ? ? ? ? ? ?????? ? ? ? ? ? ??? ?? 本科畢業(yè)設計論文 27 c o s s in c o s s in c o s s ins in c o s s in c o s s in c o si i ut t t t t tdLR i i ut t t t t tdt ? ? ?? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? c os sin c os sinsin c os sin c os ddqqiuiit t t tddL L Rt t t tdt dt????? ? ? ?? ? ? ??? ?? ? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ??? ?? ? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ???? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ????? s in c o sc o s s ind d dq q qi i uittdL L Ri i uidt ????? ?? ? ? ? ? ?????? ? ? ?? ? ? ? ? ????????? ??? ? ? ? ? ? d d dqq q qdi i uidL L Ri i uidt ?? ? ? ? ? ???? ? ? ?? ? ? ? ? ??????? ? ? ? ? ? （ 223） 其中， du 、 qu 表示輸入 VSR 的三相橋側電壓對應的 dq 軸基波分量，則 dq 坐標系中 VSR 的數學模型表達式為： dd d q dqq q d qdie L Ri L i udtdie L Ri L i udt??? ? ? ? ????? ? ? ? ??? （ 224） 取 d 軸正方向為電網電動勢矢量方向，則 d 軸表示有功分量參考軸，而 q 軸表示無功分量參考軸?？刂破髦麟娐穮翟O計主要針對尖峰電壓的吸收，大電流的保護以及功率管散熱來進行 [8][9][12]。圖 24中控制器的功率橋路，考慮安全系數 ? 后額定狀態(tài) 時直流環(huán)電壓為： 本科畢業(yè)設計論文 28 40 0 1. 1 44 0s d cu u V?? ? ? ? （ 226） IGBT 承受的最大關斷電壓為 6 倍的輸入線電壓，即 282V，過壓保護系數 ? 取，若取安全裕量 1? 取 ，則 IGBT 關斷峰值電壓 cepsU 值為 [26]： 1( 6 ) ( 2 8 2 4 4 0 1 . 1 5 ) 1 . 5 1 1 8 2c e p s LU U u V??? ? ? ? ? ? ? ? （ 227） 輸出級額定電流為 ，考慮逆變器帶電機負載，取 300%過載耐量和 200%的安全裕量，輸入級整流橋臂電流取為逆變橋 倍，選定 IGBT 額定電流： 1 4 .5 3 1 .5 6 5 .2 5IA? ? ? ? （ 228） 按此參數選擇臨近等級功率器件，具體型號為西門康公司 IGBT 模塊SKM400GB12T4，參數為 1200V/400A。開關頻率高，系統響應速度快，波形失真度小，且功率電路的磁性元件體積 和重量小，但高頻開關時分布電感、分布電容對電路的影響變得顯著，開關損耗也變大，電磁環(huán)境較差時，抗噪聲干擾能力顯著降低，開關頻率低則反之。本文選擇 IGBT 工作在 20kHz。 因此， 交流輸入電感在 PWM 整流器正常工作中，起著非常重要的作用。設計電感參數時，本文主要依據穩(wěn)態(tài)交流電流的波形品質以及電流控制的快速性兩個技術指標進行 。 此外，交流側電感作為整流器工作在升壓模式下的儲能元件，很大程度上決定了整流器輸出直流電壓的可調范圍。同時，電感偏大，電感電壓變化會影響交流輸入電壓，造成供電不穩(wěn)，影響整流器運行；電感偏小，電流脈動大、畸變率高，控制調整頻繁，工作不穩(wěn)定，也會造成整流器輸出電壓難以達到預期。結合考慮以上因素，為了盡量降低交流側電流畸變，兼顧系統電流環(huán)控制性能，及電感的體積重量， 下 文 將對 電感大小 進行進一步 選擇。 當整流器在交流電源與直流負載間進行能量交換時，直流側濾波電容主要起緩沖作用，并穩(wěn)定直流側電壓，抑制直流側諧波。 考慮電壓跟隨性指標： 本科畢業(yè)設計論文 30 LtC R? （ 231） 其中： rmt 為 dcu 從初始值上升到額定值所用時間的最大值； LR 為直流側額定負載電阻。 取 100rmt ms? ， 20dcuV?? ，得：0 .7 8 4 .2 2m F C m F??。在開關頻率一定時，電容偏小，整流器控制調節(jié)動作快，但輸出電壓波動大，帶載能力弱； 電容偏大，整流器調節(jié)過程慢，瞬態(tài)特性不良，但帶載能力可以明顯提高。 本章小結 本章介紹了整流 器基本工作原理和 SPWM 控制技術，給出了整流器拓撲結構圖?；谥麟娐吠負?，設計了功率電路各元器件的參數，為第三章的控制系統設計和第四章的 系統仿真提供理論依