【正文】 9 令信號 Vi 對電感電流（轉(zhuǎn)換器的輸入電流）進(jìn)行整形的平均電流模式脈沖寬度調(diào)制器 (PWM)驅(qū)動。 用誤差信號去除以輸入電壓幅度的平方似乎并不常見。分母中的電壓平方函數(shù) 抵消了 VSIN的幅度和 PWM控制的傳遞函數(shù)（電感中的電流斜率和輸入電壓成正比）。這就需要增大功率處理元件的設(shè)計(jì)余量，以解決最壞情況下的功率耗散。對于一個 PFC控制器， Icp由低頻直流環(huán)路誤差放大器產(chǎn)生。它控制波形調(diào)整，而 Icp信號控制直流輸出電壓。為保持電流放大器的線性狀態(tài)，其輸入必須相等。電流放大器的輸出是一個基于分路上平均電流的“低頻”誤差信號和 Icp信號。 乘法器的交流參考信號輸出 (Vi)表示了圖 3中的 PFC轉(zhuǎn)換器的輸入電流波形、相位和比例系數(shù)。為 此，一個叫做平均電流模式控制的控制系統(tǒng)將被應(yīng)用在這些控制器中 ,這種方案如圖 4所示 。直到最近，僅有一兩種拓?fù)浔粡V泛用于 PFC實(shí)施。對于較低功率的應(yīng)用，一般使用臨界導(dǎo)電模式 (CRM)升壓拓?fù)洹ＴS多新興的解決方案使用 了成熟拓?fù)涞淖冃?，一些真正?chuàng)新的技術(shù)也已涌現(xiàn)。集成控制器具有體積小、功能強(qiáng)、系統(tǒng)電路簡單等優(yōu)點(diǎn)，因此得到了廣泛應(yīng)用。這種 硬件第 2章 功率因數(shù)校正 11 形式不再附加控制器，甚至不再單設(shè)開關(guān)變換器，而是充分利用某一具體AC/DC變換器的特點(diǎn)，將開關(guān)變換器和集成控制器的功能融合到整個系統(tǒng)中去。 兩級 PFC 技術(shù)的現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢 目前文獻(xiàn)上研究的兩級 PFC技術(shù)一般都是指 Boost PFC前置級和后隨的DC/DC功率變換級。因?yàn)樵?Boost電路中輸出電壓比輸入電壓高，所以最低的中間母線電壓也必須大于最高輸入電壓的 峰值，這是由電網(wǎng)電壓的范圍決定的。開關(guān)的開通損耗和二極管的反響恢復(fù)損耗在 PWM硬開關(guān)工作狀態(tài)下都回相當(dāng)大，因此最大的問題是如何減少或者消除這兩種損耗。 除了功率級的軟開關(guān)技術(shù)研究外，另一個人們較為關(guān)注的研究方向是PFC的控制技術(shù)。 平均電流控制 Boost PFC通過檢測 Boost電感電流并與正弦電流基準(zhǔn)信號進(jìn)行比較，所得的誤差信號經(jīng)放大后再與斜坡信號進(jìn)行比較，產(chǎn)生 PWM占空比信號去控制主開關(guān)，以實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)和穩(wěn)定輸出電壓。這種技術(shù)的電壓環(huán)帶寬控制在 20Hz以下，電流環(huán)則要求足夠快的以滿足不失真和低諧波的要求。 單級 PFC 技術(shù)的現(xiàn)狀和發(fā)展 研究單級 PFC技術(shù)的目的是減少元器件數(shù)量，降低成本，提高效率簡化控制等。另外其控制采用一般的 PWM方式，故相當(dāng)簡單。功率因數(shù)的高低、諧波電流的高低與電感 L的大小和電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)密切相關(guān)，這就是近年研究單級 PFC結(jié)構(gòu)的真正動機(jī)。 三相 PFC 技術(shù)的發(fā)展 依據(jù)目前三相 PFC技術(shù)的發(fā)展情況，在今后幾年三相 PFC技術(shù)的發(fā)展熱點(diǎn)問題將主要集中在幾個方面：新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的提出；新的控制方法；將其他開關(guān)電路組合到三相 PFC電路中；研究磁放大式 PFC技術(shù)；軟開關(guān)技術(shù)。 第 3章 單項(xiàng)功率因數(shù)校正技術(shù) 13 第 3 章 單項(xiàng)功率因數(shù)校正技術(shù) 我們這里介紹的功率因數(shù)校正技術(shù)由于使用了有源器件，所以叫做有源功率因數(shù)校正（ Active Power Correction）。但是，由于 Boost電路的特殊特點(diǎn)。我們這里也以 Boost電路為背景，介紹 PFC的基本原理和實(shí)現(xiàn)方面的問題。它是在不控整流橋之后接 Boost（ DC/DC）變換器電路構(gòu)成。這個給定信號與電感電流檢測（反饋）信號比較后，差值送給電流調(diào)節(jié)器。輸入電 流越接近正弦電壓，電流中的諧波含量就越少，功率因數(shù)也就越接近于 1。 EMI小。 3. 開關(guān)器件驅(qū)動容易（其源級參考點(diǎn)與電源零是一點(diǎn)）。 缺點(diǎn)： 1. 輸出輸入之間無絕緣隔離。對開關(guān)安全運(yùn)行造成危險(xiǎn)。如果二極管的開關(guān)特性優(yōu)異，開通時間很短，開關(guān) S、二極管 D、 輸出電容的導(dǎo)線回路很短，基本上沒有雜散電感，則通過二極管和電容就可以很好的實(shí)現(xiàn)對開關(guān)電壓的鉗位。 其實(shí)在其它拓?fù)渲幸泊嬖谝蚍植紖?shù)導(dǎo)致的特殊問題，必須具體問題具體分析。實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正有幾種工作方式可供選擇。這里我們僅介紹 CCM模式。各種控制方法的區(qū)別主要體現(xiàn)在控制系統(tǒng)的構(gòu)成上。電壓環(huán)的構(gòu)成與圖 31沒有區(qū)別，電流環(huán)的反饋電流取自電感電流，但開關(guān)的控制電平到低取決于電感電流峰值是否達(dá)到電流給定值。由于電感電流連續(xù)且紋波很小的情況下電感電流峰值與平均電流很接 近，因此這種方法可以很好地實(shí)現(xiàn) PFC。因?yàn)殚_關(guān)的門極電平影響電感電流的高頻調(diào)制，當(dāng)開關(guān)閉合時電感電流上升，當(dāng)電感電流達(dá)到指令電流值時開關(guān)斷開，在下一個周期內(nèi)，開關(guān)將再一次閉合重復(fù)工作。 燕山大學(xué)本 科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 16 DDDDRV iLDC Z = X * Y1 / RR j+1 / H++S0V 圖 32 電流峰值發(fā)控制的 Boost型 PFC電路原理圖 另外，當(dāng)電感電流以工頻頻率從零逐漸 變化到最大值時，開關(guān)的占空比由大逐漸變小，占空比有時大于 ，有時小于 ，因此有可能產(chǎn)生諧波震蕩（ Subharmonic Oscillation）。 峰值電流控制發(fā)的主要優(yōu)點(diǎn)是： 1 恒頻控制 2 電流連續(xù)，開關(guān)電流定額小。 平均電流控制法 平均電流控制法的系統(tǒng)構(gòu)成示于圖 33。峰值電流控制法 的電流控制器是由比較器實(shí)現(xiàn)的，而平均電流控制法的電流調(diào)節(jié)器是有一個積分調(diào)節(jié)其實(shí)現(xiàn)的。 由于電流調(diào) 節(jié)器有較高的通頻帶，可以快速而精確地對電流誤差進(jìn)行校正，故容易實(shí)現(xiàn)接近于 1的功率因數(shù)。反映在峰值電流控制系統(tǒng)中是需要加入斜坡補(bǔ)償函數(shù)，反映在平均電流控制中則是需要對電流環(huán)加入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。 平均電流控制法的主要優(yōu)點(diǎn)是： 1 恒頻控制 2 電流連續(xù)，開關(guān)電流定額小。 燕山大學(xué)本 科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 18 DDDDRV iLDC Z = X * Y1 / RR j+1 / H++比 較 器S0V 圖 33 平均電流控制法的 Boost型 PFC電路原理圖 滯環(huán)電流控制法 滯環(huán)電流控制的系統(tǒng)構(gòu)成示于圖 44。當(dāng)反饋電流與給定電流之差大于 設(shè)置的滯環(huán) 寬度時比較器翻轉(zhuǎn)，對開關(guān)器件進(jìn)行通斷控制。 第 3章 單項(xiàng)功率因數(shù)校正技術(shù) 19 DDDDRV iLDC Z = X * Y1 / RR j+1 / Hre fV++比 較 器邏 輯 及 驅(qū) 動S0V 圖 34 滯環(huán)電流控制法的 Boost型 PFC電路原理圖 滯環(huán)電流控制法的主要優(yōu)點(diǎn)是： 1 實(shí)現(xiàn)簡單 2 電流連續(xù)，開關(guān)電流定額小。它的主要特點(diǎn)是 :可以控制 ACDC BOOST PWM變換器的輸入端功率因數(shù)接近于 1；限制輸電流的 THD小于 3%；采用平均電流控制方法；恒頻控制；電流放大器的頻帶較寬 (5MHz)等。 UC3854A 的主要特點(diǎn) UC3854是一款高功率因數(shù)的集成控制電路，其主要特點(diǎn)如下： （ 1）采用升壓 PWM控制，功率因數(shù)接近 1。 （ 3）采用定額平均電流模式控制。 （ 5）啟動電流進(jìn)一步降低，僅為 300uA。 （ 7）具有電流放大器電壓放大器輸出鉗位功能。 （ 9）欠壓鎖定閥值可選。 UC3854主要包含一個電壓放大器 、 一個模擬乘法器 、 一個電流放大器 、 一個恒頻脈寬調(diào)制器（ PWM）。 現(xiàn)對 UC3854內(nèi)部的各個功能模塊介紹如下： 欠壓封鎖比較器（ UVLC）：電源電壓 CCV 高于 16V時，基準(zhǔn)電壓建立，振蕩器開始震蕩，輸出級輸出 PWM脈沖。 使能比較器（ EC）：使能腳（ 10腳）輸入電壓高于 ，輸出級輸出驅(qū)動脈沖，使能腳輸入電壓低于 ，輸出級關(guān)斷。 第 3章 單項(xiàng)功率因數(shù)校正技術(shù) 21 圖 35 UC3854A內(nèi)部結(jié)構(gòu) 電壓誤差放大器（ VEA）：功率因數(shù)校正電路的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后，加到該放大器的反相輸入端，與 ，其差值經(jīng)放大后加到乘法器的一個輸入端（ A端）。 電流誤差放大器（ CEA）：乘法器輸出的基準(zhǔn)電流 MOI 和 MOR 兩端產(chǎn)生基準(zhǔn)電壓。加到電流誤差放大器的輸入端，誤差信號經(jīng)放大后，加到 PWM比較器，與振蕩器的鋸齒 波電壓比較，調(diào)整輸出脈沖的寬度。 PWM比較器（ PWM COMP）：電流誤差放大器輸出信號與振蕩器的鋸齒波電壓經(jīng)該比較器后，產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號，該信號加到觸發(fā)器。驅(qū)動外接的 功率 MOSFET。 燕山大學(xué)本 科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 22 峰值電流限制比較器（ LMT） :電流取樣信號加到該比較器的輸入端，輸出電流達(dá)到一定數(shù)值后，該比較器通過觸發(fā)器關(guān)斷輸出脈沖。實(shí)際應(yīng)用中， Vcc 和 REF 與該段之間接旁路電容。 （ 2） PKLMT:峰值電流限幅信號輸入端。電流檢測電阻與電流互感器第 3章 單項(xiàng)功率因數(shù)校正技術(shù) 23 相連，電流互感器采用負(fù)電壓輸出結(jié)構(gòu)。電阻分壓器中位于該端與 9腳之間的電阻相當(dāng)于補(bǔ)償電阻，能夠使負(fù)的電流檢測信號的電位升至地電平。該端對線電流進(jìn)行檢測，生成相應(yīng)的 PWM 信號，實(shí)現(xiàn)對電流波形的校正。在控制器被禁止時，電流誤差放大器能保持正常工作狀態(tài)。 （ 4） Isense 電流檢測信號輸入端。電流誤差放大器在其反相輸入端和非反響輸入端上輸入的信號為負(fù)也能正常工作。 （ 5） Mult Out 乘法器輸出端。乘法器輸出的是電流信號，與誤差放大器的非反響輸入端同樣，都具有高阻抗特性，因此誤差放大器可以構(gòu)成差動放大器以抑制地噪聲 （ 6） IAC 交流電流信號輸入端。該段通過兩只外接電阻分別與 REF 和整流輸出電壓相連。 （ 7） VA OUT 電壓誤差放大器輸出端。這意味著，跨接在電壓誤差放大器上的大容量反饋電容，在控制器被瞬間禁止的周期內(nèi)仍將保持充電狀態(tài)。 燕山大學(xué)本 科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 24 （ 8） Vrms 線電壓有效值信號輸入端。如果 Vrms 上的電壓信號與輸入線電壓的有效值成正比，就 能實(shí)現(xiàn)對線電壓變化的補(bǔ)償。 （ 9） Vref 基準(zhǔn)電壓輸出端。當(dāng) Vcc 上的電壓過低或 ENA 為低電平時，基準(zhǔn)電壓輸出端被禁止。 （ 10） ENA 使能端。外 接 +5V 偏置電壓或 22kΩ上拉電阻后，該端失效。 （ 11） Vsense 電壓檢測信號輸入端。同時外接反饋網(wǎng)絡(luò)。外接的定時電阻決定了振蕩器的充電電流以及乘法器的最大輸出電流。外接軟啟動電容。一旦控制器被激活，同時 Vcc 的電壓打到正常水平，則控制器內(nèi)部 14μ A電流源將對軟啟動電容進(jìn)行充電， SS 上的電壓逐步升至 8V以上。在軟啟動電容作用下，電壓調(diào)節(jié)放大器的基準(zhǔn)電壓逐步上升， PWM 占空比也逐漸增大。 （ 14） Ct 振蕩器定時電容接入端，該端外接振蕩器定時電容。實(shí)際應(yīng)用中，該端接入的偏置電源的電壓應(yīng)高于 17V，電流超過 20mA，否則控制器將不能正常工作。為了保證柵極驅(qū)動信號能夠驅(qū)動升壓功率 MOSFET，控制器只有在 Vcc 上的電壓超過欠壓鎖定下限閥值時才開始工作。升壓 PWM 調(diào)節(jié)器輸出級由圖騰柱式功率 MOSFET 柵極驅(qū)動電路構(gòu)成。為了防止 過沖，該端與升壓功率MOSFET 柵極之間應(yīng)串接一只阻值大于 5Ω的限流電阻。 在對 UC3854A 的各個端子的外電路進(jìn)行設(shè)計(jì)時，必須充分考慮在該芯片中有三個端子需要附加肖特基二極管來進(jìn)行保護(hù) : 對于 16GT DRV(門極驅(qū)動端 )，需要一個額定電流為 3安培的肖特基二極管來進(jìn)行保護(hù)，以避免芯片受到高頻開關(guān)器件所產(chǎn)生的寄生電感的影響 。 本章小 結(jié) 本章主要介紹了 Boost型功率因數(shù)校正電路的工作原理及其典型的幾種控制策略， 對比各個電路的優(yōu) 、 缺點(diǎn) ，我們選擇 平均電流型 Boost型功率因數(shù)校正電路 ， 并簡單介紹了平均電流型 Boost型功率因數(shù)校正電路所用到的控制的 ICUC3854A。 主電路參數(shù)設(shè)置 本題目的技術(shù)指標(biāo)： （ 1）額定輸出功率 Po： 1000W （ 2）交流輸入電壓范圍： 160V AC～ 264V AC （ 3）電網(wǎng)頻率范圍： 50