【文章內容簡介】 （ 6）干擾通信系統(tǒng)，降低信號的傳輸質量，破壞信號的正常傳 遞，甚至損壞通信設備 。 可見諧波的存在極大地污染了公共電網的用電環(huán)境，必須加以抑制和消除。 諧波抑制的途徑：一是使用諧波及無功補償裝置， 用其產生與電網諧波頻率相同但相位相反的諧波，抵消其影響。二是制造不產生諧波的裝置。 研究的主要內容 了解功率因數(shù)校正的基本原理型 PFC電路的控制策略。 掌握 Boost型功率因數(shù)校正電路的工作原理及其典型控制策略。 仿真分析平均電流型 Boost功率因數(shù)校正電路。 燕山大學本 科生畢業(yè)設計（論文） 4 第 2 章 功率因數(shù)校正 功率因數(shù) 功率因數(shù)的 定義 功率因數(shù)校正可簡單地定義為有功功率與視在功率之比，即： PF ? 有 功 功 率無 功 功 率 其中有功功率是一個周期內電流和電壓瞬時值乘積的平均值，而視在功率是電流值與電壓值的乘積。如果電流和電壓是正弦波而且同相，則功率因數(shù)是 。如果兩者是正弦波但是不同相，則功率因數(shù)是相位角的余弦。在電工基礎課程中，功率因數(shù)往往就是如此定義，但是它僅適用于特定情況 ，即電流和電壓都是純正弦波。這種情況發(fā)生在負載由電阻、電容和電感元件組成，而且均為線性（不隨電流和電壓變化）的條件下。因為輸入電路的 原因，開關模式電源對于電網電源表現(xiàn)為非線性阻抗。輸入電路通常由半波或全波整流器及其后面的儲能電容器組成，該電容器能夠將電壓維持在接近于輸入正弦波峰值電壓值處，直至下一個峰值到來時對電容再進行充電。在這種情況下，只在輸入波形的各峰值處從輸入端吸收電流，而且電流脈沖必須包含足夠的能量，以便在下一個峰值到來之前能維持負載電壓。這一過程通過在短時間內將大量電荷注入電容，然后由電容器緩慢地向負載放電來實現(xiàn)，之后再重復這一周期。電流脈沖為周期的 10%到 20%是十分常見的，這意味著脈沖電流應為平均電流的 5 到 10 倍。 下圖描 述了這種情況。 圖 21. 不帶 PFC的典型開關模式電源的輸入特性 請注意，盡管電流波形有嚴重失真，電流和電壓仍可以完全同相。應用第 2章 功率因數(shù)校正 5 “相位角余弦”的定義會得出電源的功率因數(shù)為 。 圖 22 電流波形的諧波成分 圖 22 顯示了電流波形的諧波內容。基波（在本例中為 60 Hz）以 100%的參考幅度顯示，而高次諧波的幅度則顯示為基波幅度的百分比。注意到幾乎沒有偶次諧波，這是波形對稱的結果。如果波形包含無限窄和無限高的脈沖（數(shù)學上稱為δ函數(shù)），則頻譜會變平坦，這意味著所有諧波的幅度均相同。順便 說一下，這個電源的功率因數(shù)大約為 。 作為參考，圖 23 顯示了功率因數(shù)校正完好的電源輸入。它的電流波形和電壓波形的形狀和相位都極為相似。 圖 23 帶接近完美的 PFC的電源輸入特性 通過以上分析，功率因數(shù)（ PF）定義為有功功率與視在功率的比值，用公式表示為 ???????? c osc osc os 1111 ?r m sr m s IIIVIVSPPF燕山大學本 科生畢業(yè)設計（論文） 6 式中： I1表示輸入基波電流有效值； Irms表示輸入電流有效值 γ表示輸入電流失真系數(shù) cosφ 表示基波電壓與基波電流之間的相移因數(shù) 所以功率因數(shù)可以定義為輸入電流失真系數(shù)γ與相移因數(shù) cosφ 的乘積。 可見功率因數(shù)（ PF）由電流失真系數(shù) γ 和基波電壓、基波電流相移因數(shù) cosφ 決定。 cosφ 低，則表示用電電器設備的無功功率大，設備利用率低，導線、變壓器繞組損耗大。同時， γ 值低，則表示輸入電流諧波分量大，將造成輸入電流波形畸變，對電網造成污染，嚴重時，對三相四線制供電，還會造成中線電位偏移，致使用電電器設備損壞。 如何抑制和消除諧波對公共電網的污染，提高功率因數(shù)已成為國內外電源界研究的重要課題。 PFC技術應用到新型開關電源中，已成為新一代開關電源的主要標志之一。 功率因數(shù)校正的基本原理 功率因數(shù)校正電路基本上是一個 AC/DC變換器。一 個標準的變換器利用脈沖波寬度調制（ PWM）技術來調整輸入功率大小，以供應適當?shù)呢撦d所需功率脈沖波寬度調變器控制切換開關（通常是 Power MOSFET）將直流輸入電壓變成一串電壓脈沖波，隨后利用變壓器和快速二極管將其轉成平滑的直流電壓輸出。這個輸出電壓隨即與一個參考電壓進行比較，所產生的電壓差回饋至 PWM控制器。這個誤差電壓信號用來改變脈沖波寬度的大小，如果輸出電壓過高，脈沖波寬度會減小，進而使輸出電壓降低，以使輸出電壓恢復至正常輸出值。 PFC電路也是利用這個方法，但是加入了一個更先進的元件，使得來自交流 電源的電流是一個正弦波并與交流電壓同相位。此時誤差電壓信號的調變是由整流后的交流電壓和輸出電壓的變化來控制的，最后誤差電壓信號回饋至 PWM控制器，也就是說，當交流電壓較高時， PFC電路就從交流電源吸取較多的功率；反之，若交流電壓較低，則吸取較少的功率，如此可以抑第 2章 功率因數(shù)校正 7 制交流電流諧波產生。 功率因數(shù)校正的一般方法 由功率因數(shù)定義可以知道要提高功率因數(shù)，有兩個途徑：（ 1）使輸入電壓、輸入電流同相位，此時 ?cos =1， PF=? 。（ 2）是輸入電流正弦化，即 1IIi ?（諧波為零），即可以使 PF= ??cos =1。 從而實現(xiàn)功率因數(shù)的校正（ Power Factor Correction） 。正如前面多分析的常用的功率因數(shù)校正方法主要有有源功率因數(shù)校正 (APFC)和無源功率因數(shù)校正（ PPFC）兩大類。有源功率因數(shù)校正又有分立元器件和集成電路構成之分，立元器件和集成電路構成的功率因數(shù)校正電路又有許多不同的電路形式，而由于采用集成電路構成的功率因數(shù)校正電路具有工作可靠、使用性能好等 一系列優(yōu)點，所以采用集成電路組成的有源功率因數(shù)校正電路得到了廣泛應用。 雖然有源功率因數(shù)校正電路效果也比較好，但是電路結構比較復雜，成本較高，無源功率因數(shù)校正電路基本采用分立元器件組成，電路結構較有源簡單許多，成本也比較低，只要對諧波電流控制適當，也可以是功率因數(shù)保持較高狀態(tài)，可以滿足較好校正要求。本文主要討論 有 源功率因數(shù)校正方法。 無 源功率因數(shù)校正 無源功率因數(shù)采用的無源元件多為由電感和電容組成的低通、帶通濾波器，工作在交流輸入市電的工作頻率（ 5060Hz），將輸入電流波形進行相移和整形。如果 控制的合適的話，系統(tǒng)功率因數(shù)可以提高到 。但由于工作在市電工作頻率，電感和電容元件的體積都比較大，因而由它們組成的無源功率因數(shù)校正電路的體積也就可能比較大。但電感和電容校正電路具有結構簡單的優(yōu)點，但是另外一方面，他們的補償特性又容易受到電網阻抗、負載特性的影響，并且會由于和電網阻抗發(fā)生諧振而造成電路元器件的損壞，不容易對諧波和無功功率實現(xiàn)動態(tài)補償。 盡管它的特點是簡單，無源 PFC電路仍有一些缺點。首先，巨大的電感限制了它在許多應用中的實用性。其次，如上所述，為了能在全球范圍內使用，需要一個線路電壓范 圍開關。增加該開關會增大因操作者錯誤（比如開關位置選擇錯誤）而給電器 /系統(tǒng)帶來的風險。最后，未穩(wěn)壓的電壓會提高燕山大學本 科生畢業(yè)設計（論文） 8 PFC段后直流 直流轉換器的成本，并降低其效率。 實際應用證明：一般不加功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)的單相整流器對電網的諧波電流污染十分嚴重，由整流二極管和濾波電容組成的整流濾波電路主要存在如下的問題： （ 1）一般系統(tǒng)啟動時將會產生很大沖擊電流，約為正常工作電流的十幾倍甚至數(shù)十倍。 （ 2）系統(tǒng)正常工作時，由于整流二極管的導通角很小（一般只有 060 左右），會形成一個幅度很高 的窄脈沖，電流波峰因數(shù)高，電流總諧波畸變率通常超過 100%，同時還會引起電網電壓波形的畸變。 （ 3）功率因數(shù)都比較低，一般約為 ～ 。 有 源功率因數(shù)校正 有源功率因數(shù)校正 電路按拓撲 分類 有以下幾大類 （ 1） 降壓式 。 因噪聲大，濾波困難，功率開關管上電壓應力大，控制驅動電平浮動，很少被采用。 （ 2） 升／降壓式 。 須用二個功率開關管，有一個功率開關管的驅動控制信號浮動，電路復雜，較少采用。 （ 3） 反激式 。 輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制，適用于 150W以下功率的應用場合。 （ 4） 升壓式 (Boost) 簡單電流型控制， PF值高，總諧波畸變因數(shù) (THD)小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。優(yōu)點 是 電路中的電感 L適用于電流型控制，由于升壓型 APFC的預調整作用在輸出電容器 C上保持高電壓，所以電容器 C體積小、儲能大；在整個交流輸入電壓變化范圍內能保持很高的功率因數(shù)；當輸入電流連續(xù)時，易于 EMI濾波；升壓電感 L能阻止快速的電壓、電流瞬變，提高了電路工作可靠性。 另外，按按輸入電流的控制原理分類，還有以下幾類： （ 1） 平均電流型 （ 2） 滯后電流型 （ 3） 峰值電流型 （ 4） 電壓控制型 幾種 方法各有優(yōu)缺點，很多資料和參考書籍上也有相關介紹。研究比較成熟，應用也比較廣泛 。 圖 23顯示了連續(xù)模式 PFC 的典型方法。升壓轉換器由一個根據電流命第 2章 功率因數(shù)校正 9 令信號 Vi 對電感電流（轉換器的輸入電流）進行整形的平均電流模式脈沖寬度調制器 (PWM)驅動。此信號 Vi 是輸入電壓 Vin 進行幅度變換后的復制品，由電壓誤差信號除以輸入電壓的平方得到（經過 Cf 濾波，使得它成為和輸入幅度成正比的變換系數(shù)）。 用誤差信號去除以輸入電壓幅度的平方似乎并不常見。其目的是使環(huán)路增益（以及瞬態(tài)響應）獨立于輸入電壓。分母中的電壓平方函數(shù) 抵消了 VSIN的幅度和 PWM控制的傳遞函數(shù)（電感中的電流斜率和輸入電壓成正比）。這個方案的缺點在于乘法器乘積的可變性。這就需要增大功率處理元件的設計余量，以解決最壞情況下的功率耗散。 P W M 控制交 流 輸 入電 壓乘 以K m平 方 K s除 以 K d負 載 圖 24 經典 PFC 電路的框圖 平均電流模式控制采用一個根據控制信號 Icp來穩(wěn)定平均電流（輸入或輸出）的控制電路。對于一個 PFC控制器， Icp由低頻直流環(huán)路誤差放大器產生。電流放大器是電流信號的積分器和誤差放大器。它控制波形調整，而 Icp信號控制直流輸出電壓。電流 Icp在 Rcp上產生了一個電壓。為保持電流放大器的線性狀態(tài)，其輸入必須相等。因此，在 Rshunt上的電壓降必須等于 Rcp上的電壓，因為在電流放大器同相端的輸入電阻上沒有直流電流。電流放大器的輸出是一個基于分路上平均電流的“低頻”誤差信號和 Icp信號。和電壓模式控制電路的情形一樣，此信號被拿來同振蕩器的鋸齒波信號進行比燕山大學本 科生畢業(yè)設計（論文） 10 較， PWM比較器將根據這兩個輸入信號生成一個占空比。 乘法器的交流參考信號輸出 (Vi)表示了圖 3中的 PFC轉換器的輸入電流波形、相位和比例系數(shù)。 PWM控制器模塊的任務是使平均輸入電流與參考匹配。為 此，一個叫做平均電流模式控制的控制系統(tǒng)將被應用在這些控制器中 ,這種方案如圖 4所示 。 由上述分析可以得出， 對于不同的最終應用要求和主要的推動因素，PFC電路的選擇會有所不同。直到最近，僅有一兩種拓撲被廣泛用于 PFC實施。對于較高功率的電路而言，通常選擇的拓撲為在連續(xù)導電模式 (CCM)下工作的升壓轉換器，并帶有平均電流模式控制 (ACMC)。對于較低功率的應用，一般使用臨界導電模式 (CRM)升壓拓撲。因為內置 PFC的電路應用范圍已經拓展，所有對于更多樣化的 PFC解決方案的需求也正在不斷增長。許多新興的解決方案使用 了成熟拓撲的變形，一些真正創(chuàng)新的技術也已涌現(xiàn)。 振 蕩 器電 流 放 大器輸 出 地輸 出 圖 25. 平均電流模式控制電路圖 功率因數(shù)校正技術的發(fā)展趨勢 APFC 控制電路硬件的發(fā)展趨勢 APFC控制電路的硬件形式正向兩個方向發(fā)展，一是用于 APFC的集成控制電路的研發(fā)，國外有多家公司生產用于 APFC的專用集成控制器。集成控制器具有體積小、功能強、系統(tǒng)電路簡單等優(yōu)點，因此得到了廣泛應用。二是將控制電路的功能融合到整個 AC/DC變換器系統(tǒng)中的電路形式。這種 硬件第 2章 功率因數(shù)校正 11 形式不再附加控制器，甚至不再單設開關變換器，而是充分利用某一具體AC/DC變換器的特點，將開關變換器和集成控制器的功能融合到整個系統(tǒng)中去。這種硬件形式是 AC/DC技術發(fā)展的新方向。