【正文】 的電磁噪聲分析提供有效幫助，也為解決正激變換器中的電磁噪聲提供了新的思路，從而推動(dòng)交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激升壓變換器的不斷完善與改進(jìn)。由于傳統(tǒng)正激升壓變換器的存在如下典型缺點(diǎn)：（1）輸出電壓電流紋波較大；（2）變壓器原、副邊存在電壓過沖與震蕩；（3）大電流輸入時(shí)變換器效率較低。眾所周知，由于PSpice仿真軟件在收斂性、準(zhǔn)確性和快速性上有著優(yōu)良的表現(xiàn)，使其成為模擬電路仿真時(shí)最常用的仿真軟件。（1）本次課題研究設(shè)計(jì)的變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)初步?jīng)Q定采用數(shù)字控制方式，控制核心采用美國德州儀器公司（TI）生產(chǎn)的定點(diǎn)DSP芯片TMS320F2812為控制芯片。（2）由于本次設(shè)計(jì)的變換器是升壓變換器，當(dāng)電路需要達(dá)到一定的功率等級(jí)時(shí)，輸入電路必然會(huì)很大，這就會(huì)給電路中的元器件帶來潛在的危害，因此為了保證變換器的安全可靠性，輸入過流保護(hù)電路的設(shè)計(jì)是非常必要的。因此，直流升壓環(huán)節(jié)亦應(yīng)該擁有輸出過壓保護(hù)電路。初步?jīng)Q定采用軟硬件的雙重保護(hù)電路：保護(hù)信號(hào)給DSP芯片，當(dāng)DSP芯片接到電路電壓電流異常信號(hào)時(shí)輸出控制動(dòng)作，一方面封鎖所有PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，另一方面控制斷開串接在直流母線上的電磁繼電器常閉觸點(diǎn)，從而實(shí)現(xiàn)軟硬件雙重保護(hù)。查閱文獻(xiàn)可知，對(duì)于交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器而言，實(shí)現(xiàn)ZVS最常用的方法是對(duì)開關(guān)管的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行改進(jìn)，采用特殊的控制方法并利用拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特殊性來完成每個(gè)開關(guān)管的ZVS開通與關(guān)斷。雖然前者操作簡單并且不用改變控制策略，但是實(shí)驗(yàn)表明，變換器副邊諧振電感會(huì)使得變換器存在占空比丟失，并且這種現(xiàn)象隨諧振電感和負(fù)載的增大而愈發(fā)明顯[15]。根據(jù)主電路、控制電路、檢測電路和保護(hù)電路等的配置方案，在仿真驗(yàn)證無誤的前提下，開始進(jìn)行變換器原理樣機(jī)的搭建。開關(guān)頻率：50kHz；變換器效率：85%。最終，測試并完善樣機(jī)系統(tǒng)的性能指標(biāo)，完成課題研究。同時(shí)，為了充分利用變壓器鐵芯，提高變壓器磁芯的利用率，決定令兩路變換器共用一個(gè)高頻變壓器。同時(shí)，為了抑制DCDC變換器輸出整流橋的寄生震蕩，經(jīng)查閱相關(guān)文獻(xiàn)資料，對(duì)變壓器二次側(cè)每個(gè)二極管加入RC緩沖電路。融入了LCD緩沖電路的雙管正激交錯(cuò)并聯(lián)升壓變換器可以抑制的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖22所示：圖22 采用LCD緩沖電路的改進(jìn)型交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器（3）對(duì)于普通的硬開關(guān)，開通和關(guān)斷的過程中會(huì)出現(xiàn)電壓電流均不為零的重疊現(xiàn)象，因此會(huì)產(chǎn)生明顯的開關(guān)損耗，而且電壓和電流變化的速度很快，波形會(huì)出現(xiàn)明顯的過沖，還會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的開關(guān)噪聲。通常情況下，零電壓（ZVS）工作原理為，在開關(guān)過程中引入諧振，使開關(guān)在導(dǎo)通前電壓先降為零，從而消除電流電壓的重疊現(xiàn)象，同時(shí)，諧振過程也限制了開關(guān)過程中電壓和電流的變化率，使得開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲得到明顯的減小，甚至消除[20]。通過查閱文獻(xiàn)得知，對(duì)于交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器而言，電路中的ZVS通常是通過采用移相控制技術(shù)并利用開關(guān)管的結(jié)電容和變壓器漏感的諧振實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)的。最終確定的ZVS升壓變換器如圖23所示：圖23 采用LCD緩沖電路的改進(jìn)型ZVS升壓DCDC變換器（1）電路中只用了LCD緩沖網(wǎng)絡(luò)來實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，而我們期望利用開關(guān)管的結(jié)電容和變壓器漏感的諧振實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)，因此我們必須選擇結(jié)電容較大的開關(guān)管。圖24 移相控制策略如圖24所示，其中θ為移相角，調(diào)節(jié)移相角是調(diào)節(jié)輸出電壓的一種途徑。該控制方法為每個(gè)開關(guān)管軟開通和軟關(guān)斷過程爭取了足夠的時(shí)間。（2）采用LCD緩沖電路的ZVS交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激升壓變換器工作模態(tài)分析：為了簡化工作模態(tài)分析，在分析采用LCD緩沖電路的ZVS改進(jìn)型交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激升壓DCDC變換器的工作原理及工作模態(tài)之前，做如下假設(shè)：1）所有開關(guān)管、二極管、電感、電容和變壓器均為理想元器件；2）電容值Cds1=Cds2=Cds3=Cds4=Cds，Cr1=Cr2=Cr，電感值Lr1=Lr2=Lr，L1=L2，漏感值Llk1=Llk2=Llk；3）輸出濾波電感足夠大，可理想認(rèn)為輸出為一個(gè)恒流源Io；4）輸出濾波電容足夠大，當(dāng)功率管工作占空比穩(wěn)定不變，電路中任何元器件參數(shù)不發(fā)生變化時(shí)可理想認(rèn)為輸出電壓恒定不變?yōu)閂o；5）輸入直流電壓Vin理想恒定不變；6）變壓器變比為K，且保持恒定不變；同時(shí)，為了方便敘述工作模態(tài)理論分析，作如下定義：1）變壓器原邊繞組L1存在的雙管正激變換器為正激變換器1，原邊繞組L2存在的雙管正激變換器為正激變換器2；2）流入原邊繞組L1同名端的電流方向?yàn)檎较颍吚@組L1同名端電位高于異名端電位時(shí)，稱原邊繞組L1上的電壓為正；3）流入原邊繞組L2異名端的電流方向?yàn)檎较?，原邊繞組L2異名端電位高于同名端電位時(shí)，稱原邊繞組L2上的電壓為正；4）流出副邊繞組L3同名端的電流方向?yàn)檎较?，副邊繞組L3同名端電位高于異名端電位時(shí)，稱副邊繞組L3上的電壓為正；圖25 采用LCD緩沖電路的ZVS改進(jìn)型交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器理論分析工作波形開關(guān)模態(tài)1[t0，t1]圖26 工作模態(tài)1等效電路圖工作模態(tài)1中，t0時(shí)刻之前，開關(guān)管Q1與Q2已經(jīng)開通，變壓器原邊繞組L1在輸入直流電壓Vin作用下充電，變壓器原邊繞組L1的電流iL1線性增長。該模態(tài)中，由于變壓器原邊共用同一鐵芯，因此此時(shí)原邊繞組L2上的電壓vL2(t)=vL1(t)=Vin，副邊繞組L3上的電壓vL3(t)=vL1(t)/K=Vin/K，則vds3(t)=vds4(t)=Vin。由于漏源結(jié)電容的作用，Q2兩端電壓vds2并不能瞬間變化，而是一個(gè)緩慢的上升過程，因此Q2的關(guān)斷過程為近似的零電壓（ZVS）關(guān)斷。同時(shí)，變換器2中，漏源結(jié)電容CdsCds原邊繞組L漏感Llk緩沖電容Cr緩沖電感Lr2通過Vin發(fā)生諧振，CdsCdsLLlk2放電，CrLr2充電。 (21) (22) (23) (24) (25) (26)并且，已知初始條件，并令時(shí)間坐標(biāo)，同時(shí)忽略漏感影響。求解各個(gè)電容電感上的電壓電流瞬時(shí)值的問題變成求解二階常系數(shù)非齊次線性微分方程的過程， 同時(shí)，從等效電路不難發(fā)現(xiàn)，在開關(guān)管Q2關(guān)斷的瞬間，緩沖電容支路導(dǎo)通，Cr1并聯(lián)工作于變壓器原邊繞組1的兩側(cè)，由于電容Cr1需要充放電過程，因此電壓不能瞬變，所以原邊繞組上的電壓過沖問題將在緩沖電容Cr1的作用下被有效抑制，LCD緩沖電路發(fā)揮了其應(yīng)有的作用。在此工作模態(tài)中，變壓器副邊可等效為L3與L串聯(lián)，它們構(gòu)成的支路并聯(lián)于一個(gè)直流電壓源Vo上放電，則 (27)由上式可知模態(tài)3過程中變壓器副邊電流線性下降，且根據(jù)模態(tài)2中電流iL1（t）的表達(dá)式，可以求得t2時(shí)刻iL1（t2）的值，再依據(jù)變壓器原副邊電流關(guān)系即可求得副邊繞組電流，而當(dāng)iL2（t）下降到0時(shí)，此模態(tài)結(jié)束，則根據(jù)式 (28)即可求得此模態(tài)持續(xù)時(shí)間，式中，t3亦可求得。開關(guān)模態(tài)4[t3，t4]圖29 工作模態(tài)4等效電路圖工作模態(tài)4中，t3時(shí)刻，原邊繞組1電流下降到Im，即此時(shí)的原邊電流即為勵(lì)磁電流，副邊繞組電流下降到KIm，該模態(tài)在滯后管Q1關(guān)斷時(shí)刻t4到來時(shí)結(jié)束。在工作模態(tài)5中，原邊變換器1的漏源結(jié)電容Cds原邊繞組L漏感Llk緩沖電容Cr1在勵(lì)磁電流Im的作用下發(fā)生諧振，CrCds1被充電，原邊繞組L漏感Llk1被放電。同時(shí)，對(duì)于變壓器副邊，在副邊繞組上產(chǎn)生的不斷增加的反壓將會(huì)使得整流橋的整流二極管DRDR4導(dǎo)通，副邊電流iL3反向增加。開關(guān)模態(tài)6[t5，t6]圖211 工作模態(tài)6等效電路圖工作模態(tài)6中，t5時(shí)刻，原邊繞組L2電壓被箝位在，則4漏源電壓被箝位在，因此變換器2中的諧振將終止。此模態(tài)持續(xù)時(shí)間可利用 (29)來求得，式中的可由模態(tài)5中計(jì)算推得的來計(jì)算得到。具體而言，對(duì)于副邊繞組，由于負(fù)載等效為恒流源，因此電流iL3恒定不變，此時(shí)可知 (210)由于原邊繞組電路中串接的電容CdsCdsCdsCds4作用，因此VL1與VL2并不能瞬變，所以本模態(tài)就是一個(gè)原邊繞組電壓VLVL2經(jīng)過Vin諧振到，同時(shí)，因?yàn)樽儞Q器1諧振電路相對(duì)于兩個(gè)開關(guān)管不完全對(duì)稱，因此t7時(shí)刻中兩個(gè)漏源電壓最終會(huì)不相等，但是滿足條件。開關(guān)模態(tài) 8[t7，t8]圖213 工作模態(tài)8等效電路圖工作模態(tài)8中，t7時(shí)刻，變壓器副邊繼續(xù)保持理想恒定續(xù)流工作，各元器件上的電壓電流值均保持不變，則原邊繞組電壓、開關(guān)管漏源電壓在諧振結(jié)束后均被箝位在穩(wěn)定不變的電壓值上，且原邊兩路繞組電流也都將保持為零。開關(guān)模態(tài) 9[t8，t9]圖214 工作模態(tài)9狀態(tài)1等效電路圖圖215 工作模態(tài)9狀態(tài)2等效電路圖工作模態(tài)9完成了變換器2中漏源結(jié)電容Cds4的放電以及Cds3的充電，因?yàn)檫@兩個(gè)電容串聯(lián)于同一支路，只能同時(shí)充電或放電，所以該模態(tài)實(shí)際上是由兩個(gè)不同的工作狀態(tài)組成，初始狀態(tài)為Cds4放電，終止?fàn)顟B(tài)為Cds3充電，兩個(gè)狀態(tài)原邊繞組L2均參與諧振。t9時(shí)刻，CdsCds3充放電過程完成，此時(shí)，受變壓器副邊箝位，原邊繞組L2上的電壓在經(jīng)過諧振后并不發(fā)生變化，依然為，并且流過原邊繞組L2上的電流也降為0。開關(guān)模態(tài) 10[t9，t10]圖216 工作模態(tài)10等效電路圖工作模態(tài)10的等效電路與工作模態(tài)8完全相同，因此工作機(jī)理也完全相同，只是在工作模態(tài)9中完成了Cds4的放電和Cds3的充電后，進(jìn)入工作模態(tài)10時(shí)變換器2中Cds3和Cds4上的電壓發(fā)生了變化，其他元器件上的電壓電流均保持不變。開關(guān)模態(tài) 11[t10，t11]圖217 工作模態(tài)11等效電路圖工作模態(tài)11中，t10時(shí)刻，開關(guān)管Q3導(dǎo)通，受寄生結(jié)電容的影響，Q3電壓下降是個(gè)緩慢的過程。由于原邊繞組共用鐵芯，受磁場耦合影響，原邊繞組L1上電壓也要反向增大，此時(shí)在原邊變換器1中，漏源結(jié)電容CdsCds原邊繞組L漏感Llk1，也通過Vin發(fā)生諧振，CdsCds2電壓開始升高。t11時(shí)刻有：，此時(shí)，模態(tài)11隨變換器原邊繞組諧振過程的結(jié)束而結(jié)束，并且在變換器2中將在下一時(shí)刻開始流過正向工作電流。同樣，對(duì)于Q4而言，此時(shí)才是其真正開通的時(shí)刻，而在t11時(shí)刻到來前，Q4漏源電壓已經(jīng)提前降為0，因此在其開通過程中不存在任何開關(guān)損耗，所以Q4的開通過程實(shí)際上是一個(gè)完全理想的ZVS開通過程。此時(shí)原邊繞組L1上的電壓被箝位于Vin，因此原邊變換器1并不參與本工作模態(tài)。t12時(shí)刻之后，整個(gè)采用LCD緩沖電路的ZVS改進(jìn)型交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器進(jìn)入下半個(gè)周期，下半周期工作原理與上班周期完全相同，此處不再贅述。為了分析這些拓?fù)涓倪M(jìn)、控制策略對(duì)正激變換器性能的提升，本章還對(duì)改進(jìn)型變換器的工作模態(tài)進(jìn)行了詳細(xì)的研究。第3章 具有ZVS升壓變換器硬件電路的設(shè)計(jì)根據(jù)技術(shù)要求對(duì)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)整體系統(tǒng)進(jìn)行初步設(shè)計(jì)，如圖31所示：圖31 采用LCD緩沖電路的ZCZVS交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激升壓變換器系統(tǒng)框圖直流輸入12V電壓給交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器，經(jīng)過50kHz高頻變壓器變壓，輸出給全橋整流電路，經(jīng)過整流濾波最終得到穩(wěn)定的輸出電壓。在直流輸出側(cè)，檢測電路檢測輸出電壓，并將檢測電壓通過DSP的AD模塊采樣轉(zhuǎn)換，返回給DSP，經(jīng)DSP運(yùn)算處理，改變輸出控制信號(hào)進(jìn)而調(diào)整驅(qū)動(dòng)PWM 信號(hào)的脈寬，調(diào)節(jié)輸出電壓，使系統(tǒng)在負(fù)載和輸入電壓波動(dòng)時(shí)保持穩(wěn)定[2223]。最終，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)中驅(qū)動(dòng)器采用北京落木源電子技術(shù)有限公司生產(chǎn)的MOSFET驅(qū)動(dòng)器TXKD101。圖32 驅(qū)動(dòng)電路圖（1）輸出過壓保護(hù)檢測回路圖33 輸出過壓保護(hù)檢測電路輸出過壓保護(hù)電路工作原理：直流輸出電壓分壓后經(jīng)RP1電位器分壓后輸入比較器的反相輸入端，與提前設(shè)定過壓參考值進(jìn)行比較，從而產(chǎn)生所需要的保護(hù)信號(hào)（低電平有效）。（2）輸入過流檢測保護(hù)回路設(shè)計(jì)圖34 輸入過流保護(hù)檢測電路電流信號(hào)的檢測電路使用了霍爾傳感器，本次輸入電流過流保護(hù)檢測電路選用萊姆公司的霍爾電流傳感器LTS 15NP，其供電電源為+5V供電，測量范圍177。將霍爾傳感器套在輸入電流直流母線上，不但可以有效檢測輸入電流，同時(shí)還實(shí)現(xiàn)了主電路與控制電路的隔離。若輸入過流，則比較器的反相輸入端電壓大于正相輸入端電壓，則輸出低電平的HIGHCURRENT有效信號(hào)。保護(hù)執(zhí)行回路設(shè)計(jì)如圖35所示。一路由反相器U2A和三極管Q3形成DSP輸出PWM封鎖電路，當(dāng)有任一種保護(hù)信號(hào)低電平有效時(shí)，三極管Q3導(dǎo)通，將PDPINTA腳拉到低電平，DSP檢測到該信號(hào)為低電平后封鎖所有的PWM脈沖輸出，從而保護(hù)主電路器件，實(shí)現(xiàn)軟件保護(hù)。同時(shí)，三極管Q4集電極與射級(jí)之間并聯(lián)的繼電器常開觸點(diǎn)閉合，三極管自鎖，維持繼電器線圈的得電狀態(tài)，直到按下復(fù)位按鈕，如此實(shí)現(xiàn)硬件保護(hù)。圖35 保護(hù)執(zhí)行動(dòng)作電路高頻變壓器是整個(gè)開關(guān)變換器系統(tǒng)中的一個(gè)非常重要的組成部分，因?yàn)槠涑袚?dān)了儲(chǔ)能、電壓變換以及電氣隔離等作用，因此，高頻變壓器設(shè)計(jì)的好壞，關(guān)系到整個(gè)變換器性能。能否滿足高頻工作要求以及鐵芯中的高次諧波，都是在確定鐵芯材料及損耗時(shí)必須考慮的因素；（2）電源電壓為交流方波，變壓器原邊電流都是非正弦波；（3）繞組線路復(fù)雜，大多有中心抽頭。由于高頻變壓器對(duì)頻率、使用場合等因素有著較高的性能要求，傳統(tǒng)的薄帶硅鋼逐步被淘汰。由于鐵氧體材料價(jià)格便宜，而飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度Bs較高，溫度穩(wěn)定性好，價(jià)格低廉，加工方便，所以具體的材料型號(hào)為R2KB