【正文】 .............................................................................(65)全文總結(jié) ..........................................................................................................(67)致 謝 ..........................................................................................................(68)參考文獻 ..........................................................................................................(69)附錄 I 攻讀碩士期間公開發(fā)表的論文 ......................................................(72)11 緒論 電力電子技術(shù)的概況電力電子技術(shù)是電工技術(shù)的分支之一，應用電力電子器件和以計算機為代表的控制技術(shù)對電能特別是大的電功率進行處理和變換是電力電子技術(shù)的主要內(nèi)容 [1][2]。經(jīng)過變換處理后再供用戶使用的電能占全國總發(fā)電量的百分比值的高低，已成為衡量一個國家技術(shù)進步的主要標志之一。當今世界環(huán)境保護問題日益嚴重，廣泛采用電力電子技術(shù)后，可以節(jié)省大量的電力，這就可以節(jié)約大量資源和一次能源，從而改善人類的生活環(huán)境。因此電力電子技術(shù)具有巨大的技術(shù)，經(jīng)濟意義 [1]。光、熱、化學反應和機械能的調(diào)節(jié)和控制，可以通過改變通用設(shè)備電源電壓的大小或頻率方便地實現(xiàn)。電力變換包括電壓電流的大小、波形及頻率的變換。(1)整流：實現(xiàn)AC/DC 變換AC/DC 變換是將交流變換為直流，其功率流向可以是雙向的。AC/DC 變換按電路的接線2方式，可分為半波電路、全波電路；按電源相數(shù)，可分為單相、三相、多相；按電路工作象限，又可分為一象限、二象限、三象限和四象限。如不間斷電源UPS，系統(tǒng)平時利用充電式電池儲存電能，一旦交流電源中斷，便可以把儲存在電池中的直流電轉(zhuǎn)換成交流電來維持正常供電。(4)斬波：實現(xiàn)DC/DC(AC/DC/DC)變換DC/DC 變換是將固定的直流電壓變換成可變的直流電壓。日本NemicLambda 公司最新推出的一種采用軟開關(guān)技術(shù)的高頻開關(guān)電源模塊RM系列，其開關(guān)頻率為200～300kHz，功率密度已達到27w/cm3。(5)靜止式固態(tài)斷路器：實現(xiàn)無觸點的開關(guān)、斷路器的功能，控制電能的通斷。從而使中小型開關(guān)電源工作頻率可達到 400kHz(AC/DC)和 1MHz(DC/DC)的水平?，F(xiàn)正探索研制耐高溫的高性能碳化硅功率半導體器件。傳統(tǒng) PWM 開關(guān)電源按3硬開關(guān)模式工作，開關(guān)損耗大。為此必須研究開關(guān)電壓/ 電流波形不交疊的技術(shù)，即所謂零電壓/ 零電流開關(guān)技術(shù)，或稱軟開關(guān)技術(shù)。70 年代諧振開關(guān)電源奠定了軟開關(guān)技術(shù)的基礎(chǔ)。 (3) 功率因數(shù)校正技術(shù)(PFC)目前 PFC 技術(shù)主要分為有源 PFC 技術(shù)和無源 PFC 技術(shù)兩大類，采用 PFC 技術(shù)可以提高 ACDC 變換器輸入端功率因數(shù)，減少對電網(wǎng)的諧波污染。由于輸入端有整流—電容元件，AC/DC 開關(guān)電源及一大類整流電源供電的電子設(shè)備(如逆變器，UPS)等的電網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)僅為 ，80 年代用 APFC 技術(shù)后可提高到 ～，既治理了電網(wǎng)的諧波污染，又提高了開關(guān)電源的整體效率。(4) 磁性元件，新型磁材料和新型變壓器的開發(fā)。(5) 電磁兼容(EMC)在電力電子裝置中，主功率開關(guān)管在很高的電壓下，以高頻開關(guān)方式工作，開關(guān)電壓及開關(guān)電流均為方波，從頻譜分析可知，方波信號含有豐富的高次諧波。用于整流及續(xù)流的開關(guān)二極管，也是產(chǎn)生高頻干擾的一個重要原因。因為整流及續(xù)流二極管一般離電源輸出線較近，其產(chǎn)生的高頻干擾最容易通過直流輸出線傳出。新電容器和 EMI 濾波器技術(shù)的進步，使電力電子裝置小型化，并提高了 EMC 的性能。采用模塊化技術(shù)可以滿足分布式電源系統(tǒng)的需要，提高系統(tǒng)的可靠性。 隨著半導體制造技術(shù)的不斷發(fā)展，微處理器和便攜式電子設(shè)備的工作電壓越來越低，這就要求未來的 DC/DC 變換器能夠提供低輸出電壓以適應微處理器和便攜式電子設(shè)備的供電要求。在六、七十年代，電力電子技術(shù)完全是建立在模擬電路基礎(chǔ)上的。 軟開關(guān)技術(shù)傳統(tǒng)硬開關(guān)有以下缺點 [3]：(1)在一定條件下,開關(guān)管在每個開關(guān)周期中的開關(guān)損耗是恒定的。開關(guān)損耗的存在限制了開關(guān)頻率的提高，從而限制了變換器的小型化輕量化；(2)開關(guān)管工作在硬開關(guān)時會產(chǎn)生高di/dt和dv/dt從而產(chǎn)生大的電磁干擾(EMI)。為了減小變換器的體積和重量，必須實現(xiàn)高頻化，要提高開關(guān)頻率，同時提高變換器的效率，就必須減小開關(guān)損耗，減小開關(guān)損耗的途徑就是實現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，因此軟開關(guān)技術(shù)應運而生。通常逆變器中存在著多個開關(guān)，若每個開關(guān)都采用類似 DC/DC 變換器中的軟開關(guān)工作方式，則構(gòu)成軟開關(guān)的諧振單元相互影響，使電路難以正常工作。隨后提出了許多改進電路和拓撲結(jié)5構(gòu)。諧振直流環(huán)節(jié)的最大進步在于用高頻脈沖序列為逆變器供電，代替原來的恒壓供電方式。 DC/DC 直流變換器的軟開關(guān)技術(shù)變換器的軟開關(guān)技術(shù)實際上是利用電感和電容來改善開關(guān)器件的開關(guān)軌跡,減小開關(guān)損耗。從能量的角度來看，它是將開關(guān)損耗轉(zhuǎn)移到緩沖電路中消耗掉，這種方法對變換器的變換效率沒有提高甚至會使效率有所降低。直流電源的軟開關(guān)技術(shù)一般可分為以下幾類 [1][3][6]：(1)全諧振型變換器一般稱為諧振變換器Resonant converters，該類變換器實際上是負載諧振型變換器，按諧振元件的諧振方式分為串聯(lián)諧振變換器和并聯(lián)諧振變換器兩類。在全諧振變換器中諧振元件一直諧振工作參與能量變換的全過程，該變換器與負載關(guān)系很大，一般采用頻率調(diào)制方法。這類變換器的特點是，諧振元件參與能量的某一個階段，不是參與全過程。多諧振變換器一般實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)，這類變換器通常需要采用調(diào)頻控制的方法。該類變換器是在QRCs 的基礎(chǔ)上加入一個輔助開關(guān)管，來控制諧振元件的諧振過程，實現(xiàn)恒定頻率控制即實現(xiàn)PWM控制。(4)零轉(zhuǎn)換PWM 變換器Zero transition converters 6術(shù)的又一個飛躍。這樣輔助諧振電路的損耗很小。軟開關(guān)技術(shù)的采用，提高了變換器的工作頻率，降低了開關(guān)損耗，減小了功率元件的電壓電流應力，但其中仍有許多問題有待解決，如進一步擴大功率使用范圍，完善控制技術(shù)，提高工作可靠性等。 本文研究的主要內(nèi)容軟開關(guān)技術(shù)是當前電力電子技術(shù)研究的熱點之一。本文的主要內(nèi)容如下：1). LLC串聯(lián)諧振全橋DC/DC變換器的穩(wěn)態(tài)工作原理分析在分析移相全橋PWM ZVS DC/DC變換器缺點和分析對比MOSFET和IGBT各自特點的基礎(chǔ)上，確定了LLC串聯(lián)諧振全橋DC/DC變換器的穩(wěn)態(tài)工作區(qū)，建立了變換器的數(shù)學模型，詳細分析研究了LLC串聯(lián)諧振全橋DC/DC變換器的特點和電路的工作過程。然后利用擴展描述函數(shù)的方法，詳細研究了LLC串聯(lián)諧振全橋DC/DC變換器的小信號建模。仿真結(jié)果驗證了理論分析的正確性。設(shè)計中采用了集成磁設(shè)計方法。4). 實驗結(jié)果和全文總結(jié)為了驗證理論分析的正確性，本文給出實驗的波形和實驗數(shù)據(jù)并對實驗結(jié)果進行了詳細分析，得出了實驗結(jié)論。2 LLC 串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器的基本原理近年來，移相全橋 ZVS PWM 變換器作為一種優(yōu)秀的變換器拓撲結(jié)構(gòu)，能夠?qū)崿F(xiàn)主開關(guān)管的零電壓開通，成為電力電子技術(shù)領(lǐng)域的研究熱點之一。而 LLC 串聯(lián)諧振變換器能夠有效地克服移相全 PWM ZVS 變換器的缺點。 移相全橋 PWM ZVS 變換器的基本拓撲結(jié)構(gòu)和工作過程 移相全橋 PWM ZVS 變換器的基本原理移相全橋 PWM ZVS 變換器的基本拓撲結(jié)構(gòu)如圖 所示。C 1～C 4分別是T1～T 4的諧振電容，包括寄生電容和外接電容。T1和 T2分別超前 T4和 T3一個相位，即移相角，通過調(diào)節(jié)移相角的大小，調(diào)節(jié)輸出電壓。8D6D5T1D1C1T2D2C2T3D3C3T4D4C4Vin Lr RLLfCfABip IfK:1 Vo圖 移相全橋 PWM ZVS DC/DC 變換器基本電路移相全橋 PWM ZVS 變換器的主要工作波形如圖 所示。階段 1[t0t1]：在 t0時刻關(guān)斷 T1，電流 ip從 T1轉(zhuǎn)移到 C1和 C2支路中，給 C1充電，同時 C2被放電。電容 C1的電壓從零開始線性上升，電容 C2的電壓從Vin開始線性下降，在 t1時刻，C 2的電壓下降到零，T 2的反并二極管 D2自然導通，將 T2的電壓箝在零電位。V AB=0,此后 ip將經(jīng) T4,D2和 Lr續(xù)流，ip減小，其感應電壓使變壓器副方二極管 D5導通，續(xù)流 If。雖然 T2被開通，但 T2并沒有電流流過，原邊電流由 D2流通。此階段內(nèi)，變壓器副邊二極管 D6導通。 階段 4[t3－t 4]：t3時刻，C 4電壓充至 Vin，C 3電壓放為零，二極管 D3自然導通 Vc3=0。雖然 T3被開通，但 T3并沒有電流流過，原邊電流由 D3流通。階段 6[t5－t 6]：t5時刻，變壓器原邊電流 ip增加至 If/K(K 為變壓器變比 )，D D 6換流過程結(jié)束，I f由二極管 D6單獨提供。后半個周期與前半個周期工作情況類似。兩個橋臂上的開關(guān)管實現(xiàn)ZVS 都需要相應的并聯(lián)諧振電容能量釋放為零，二極管自然導通。而滯后橋臂 T3開通前的 t23期間，一方面 ip逐漸變小(i pIf/K)；10另一方面，由于二極管 DD 6同時導通，變壓器副方被短路，原副方?jīng)]有能量傳遞，等效電感大小僅為 Lr，故用于實現(xiàn)滯后橋臂開關(guān)管 ZVS 的電感能量較小，滯后橋臂較難于實現(xiàn) ZVS[1][3]。當輕載時電流 I2較小，故滯后橋臂難于實現(xiàn) ZVS。移相全橋 PWM ZVS DC/DC 變換器由于占空比丟失的原因，諧振電感 Lr不可能較大，因此為使輸出電壓交流分量較小，副邊濾波電路必須有一定濾波電感 Lf的存在。此時 DD 6存在反向恢復問題，整流電壓 Vr出現(xiàn)振蕩，二極管反向電壓出現(xiàn)尖峰。整流二極管反向恢復問題如圖 所示。為取得較高的效率，移相全橋 PWM ZVS DC/DC 變換器通常設(shè)計在輸入電壓較低，占空比較大時工作。這時要維持輸出電壓恒定，要求占空比更大，電路失去超調(diào)能力，使輸出電壓很快降低。 MOSFET 和 IGBT 性能比較為適應電力電子裝置高頻化的要求，電壓驅(qū)動型開關(guān)器件 IGBT、MOSFET 被廣泛應用。MOSFET 較 IGBT 的開關(guān)速度更快，更適合高頻工作場合。本節(jié)分析對比了 IGBT 和 MOSFET 的開關(guān)損耗產(chǎn)生機理，為 LLC 諧振變換器工作區(qū)域的確定提供了依據(jù)。這種結(jié)構(gòu)差異決定了MOSFET 和 IGBT 的特性有所不同。在開關(guān)過程中，等效電容大小隨時間變化。 (22)igsgdodsgdrgdC??????igegcocegcrgcC??????GDSCgdCgs Cds CECgcCge CceG圖 MOSFET 和 IGBT 等效電路12MOSFET 的反饋電容 Crss僅由與 MOSFET 結(jié)構(gòu)有關(guān)的 MOS 電容 Cgd決定，而 IGBT在 MOSFET 結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上增加了 P＋ 層，P ＋ 層和 N－ 層之間會形成 PN 結(jié)電容 CPN(由勢壘電容 CB和擴散電容 CD組成)，IGBT 的反饋電容相當于 Cgc與 CPN串聯(lián)后的電容，故其反饋電容 Crss較 MOSFET 的小的多。對 IGBT 來說，流經(jīng) N－ 漂移區(qū)的電子在進入 P＋ 區(qū)時，會導致正電荷載流子(空穴)由 P+區(qū)注入 N區(qū)。因此在 N漂移區(qū)內(nèi)，構(gòu)成主電流(集電極電流)的載流子出現(xiàn)過盈現(xiàn)象。通過以上分析，可以得出結(jié)論：MOSFET的輸出電容較大，IGBT 存在拖尾電流現(xiàn)象。在相繼開通時這些能量全部消耗在器件內(nèi)，開通損耗大。而 IGBT 的輸出電容比 MOSFET 小得多，斷態(tài)時電容上儲存的能量較小，故開通損耗較小。綜合以上分析，硬開關(guān)條件下 MOSFET 的開關(guān)損耗主要是由開通損耗引起，而IGBT 則主要是由關(guān)斷損耗引起。 LLC 串聯(lián)諧振變換器工作原理分析和工作區(qū)域劃分LLC 串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器主電路如圖 。T 1(T4)和 T2(T3)驅(qū)動信號之間存在一定死區(qū)。對比圖 可知，LLC 串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器與移相全橋 PWM ZVS DC/DC 變換器的主要區(qū)別有三點： 1). 在諧振網(wǎng)絡(luò)中增加了一個諧振電容 Cr，由于 Cr串聯(lián)在變壓器的原邊，實際上也起到隔直作用，使變壓器不容易飽和。3)．副方濾波網(wǎng)絡(luò)沒有濾波電感 Lf。 LLC 串聯(lián)諧振變換器的等效電路和數(shù)學模型建立LLC 串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)等效電路和輸入電壓波形如圖 所示(T s為開關(guān)周期，w s為開關(guān)角頻率，w 0為諧振角頻率)。圖 表明：當 ws較小(w s/w0=)時，3 次諧波電流與基波電流比值隨 Q 值增大而增大，7 次諧波電流與基波電流之比值則隨 Q 增大而減??；當 ws接近(w s/w0=)、等于(w s/w0=1)或大于 w0(ws/w0=)時, 各次諧波電流與基波電流之比值