【正文】 接電阻R，電路簡單化。CMOS器件功率開關MOSFET 驅(qū)動方案二：利用光耦合器驅(qū)動MOSFET。而且在載波頻率不太高的情況下，光耦的使用比較靈活、穩(wěn)定、高效。光藕功率開關MOSFET 驅(qū)動方案三：另一種驅(qū)動可采用集成驅(qū)動芯片IR2111，IR2111是美國國際整流器（IR）公司研制的MOSFET專用驅(qū)動集成電路，DIP—8封裝，可驅(qū)動同橋臂的兩個MOSFET，內(nèi)部自舉工作，允許在600V母線電壓下直接工作，柵極驅(qū)動電壓范圍寬，單通道施密特邏輯輸入，輸入與TTL及CMOS電平兼容，死區(qū)時間內(nèi)置，高邊輸出輸入同相，低邊輸出死區(qū)時間調(diào)整后與輸入反相。因此對于高速布線經(jīng)驗不足的人員來說不是很上乘的選擇，并且他的死區(qū)時間無法改變，是通過芯片內(nèi)部的死去電路固化的。功率開關MOSFETIR2111集成驅(qū)動器件驅(qū)動比較上述三種方案，方案一由于電路自身的一些缺點如驅(qū)動電路開關速度低、驅(qū)動能力有限等不滿足題目要求。專用的集成電路IR2111，整機性能好，體積小，但對于布線要求較高，故采用方案二。而反饋信號我們采用從后級輸出的交流電壓采樣轉(zhuǎn)換成相應直流電壓，將其反饋至前級DCDC的控制電路誤差放大器的反饋端改變驅(qū)動功率器件的方波占空比來實現(xiàn)DCDC閉環(huán)電壓穩(wěn)壓的作用。：單片機集、存儲、計算DCDCD/AA/D待處理信號方案二：信號分壓后先經(jīng)過真有效值轉(zhuǎn)換芯片AD637，AD637 輸出信號的有效值模擬電平，然后將AD637輸出至反饋至直流穩(wěn)壓系統(tǒng)中去，實現(xiàn)穩(wěn)壓的功能。而方案二是采用硬件的的方式取樣，這樣做不但可以最大程度的減少采樣造成的，而且采用模擬芯片采樣的響應很快，能夠很好的改善滿足DCDC直流穩(wěn)壓環(huán)節(jié)的響應速度問題，使輸出電壓能夠很好的適應負載變化。 SPWM波產(chǎn)生方案該設計中，變頻的核心技術是SPWM波的生成。SPWM（正弦脈寬調(diào)制）集成電路，所以可以作為單相變頻電源的控制電路。方案二：采用AD9851 DDS集成芯片。由該芯片生成正弦波和鋸齒波，利用比較器進行比較，可生成SPWM波。比較以上三種方案：方案一是較好的一種實現(xiàn)SPWM 波的方法，但本畢業(yè)設計的重點在于對大學學習的驗證，更多的是驅(qū)動電路的設計，并且采用專用芯片需要對芯片的工作原理有一定的認識，否則會遇到很多問題。DDS驅(qū)動能力很小，需要設計與之相應的驅(qū)動電路。單片機與運放產(chǎn)生SPWM，能夠較準確的產(chǎn)生標準的SPWM波形，設計思想成熟，充分體現(xiàn)了數(shù)電和模電的魅力。 變頻電源基本結(jié)構(gòu)方案方案一：變頻電源實際上是一個AC—DC—AC裝置：它先將來自公共電網(wǎng)的交流電經(jīng)過整流器轉(zhuǎn)變成直流電，再通過逆變器將直流電轉(zhuǎn)變成滿足負載需要的交流電，所以基本部分由整流電路、逆變電路、控制電路、負載匹配電路等幾個部分。 控制電路DCAC負載ADDCDCDC方案二：在上面方式的基礎上，從負載端引出一個反饋信號，這個反饋信號經(jīng)過處理后送單片機及前級DCDC的PWM的誤差放大器的反饋端與基準電壓做PID調(diào)節(jié)，誤差放大器的輸出結(jié)果與PWM芯片內(nèi)部的鋸齒波比較長生一個與之對應的占空比可變的方波，此方波通過芯片內(nèi)部功率放大驅(qū)動電路驅(qū)動功率開關器件，從而使輸出維持設定的電壓值，形成一個電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)。該系統(tǒng)可靠性高，誤差小，滿足穩(wěn)頻、穩(wěn)壓的要求。輸出電壓比輸入電壓低；反應速度快，輸出紋波較小、工作產(chǎn)生的噪聲低、效率較低(現(xiàn)在經(jīng)?？吹腖DO就是為了解決效率問題而出現(xiàn)的)、發(fā)熱量大（尤其是大功率電源），間接地給系統(tǒng)增加熱噪聲方案二：采用基于UC3845多路隔離輸出輔助電源供電，反擊式多路輸出電源是輔助電源中應用最多的拓撲，通過變壓器繞組數(shù)來獲得多輸出的功能?？梢詽M足系統(tǒng)供電的要求。所以不予采納，而基于UC3845隔離式輔助供電模塊，因為開關電源工作效率比較高，在功率不是很大的情況熱輻射很小，不會對其他模塊造成影響。保證了被供電模塊的電氣安全，同時有滿足了系統(tǒng)對隔離電源需求的要求。 方案論證 總體思路采用一塊STC51單片機，利用51單片機生成頻率可變的基波信號，與通過NE555產(chǎn)生的三角波載波通過比較電路及濾波電路、整形電路、延時電路經(jīng)后級電容自舉驅(qū)動電路驅(qū)動主功率全橋 DCAC電路，實現(xiàn)DCAC逆變功能。通過改變基波頻率大小來改變逆變輸出頻率的大小。而系統(tǒng)的供電模塊采用基于UC3845的的反擊式多路輸出隔離電源作為系統(tǒng)供電的輔助電源。斬波電路采用基于TL494推挽升壓電路，功率器件采用場效應管IRF540。DCDC調(diào)壓、穩(wěn)壓則通過單片機改變TL494基準電壓的大小與經(jīng)采樣電路反饋電壓來改變控制PWM輸出的占空比來實現(xiàn)或通過改變輸出采樣可變電阻的大小來實現(xiàn)調(diào)壓的功能。直流母線經(jīng)全橋逆變電路及濾波電路變成正弦交流電。SPWM驅(qū)動信號是通過正弦波和三角比較產(chǎn)生的，比較器產(chǎn)生的驅(qū)動信號再通過死區(qū)電路到達TLP250的輸入端。濾波橋式整流扼流圈交流輸入 斬波LC濾波輸出全橋逆變直流輸出隔離隔離圖騰柱驅(qū)動 TLP250 基于UC3845反擊多路輸出輔助供電模塊真有效值電路真有效值電路TL494PWM芯片 死區(qū)電路 延時電路整形電路保護電路比較電路 保護電路 三角波 A/D 正弦波 三角波單片機 2 單元電路的設計與說明 交流電源整流濾波電路市電220V/50Hz經(jīng)隔離變壓器變壓為24V的交流電壓，輸入到扼流圈，消除大部分的共模干擾，經(jīng)整流輸出到濾波電容，輸出文波很小的直流電壓。JDOIN端接過壓保護電路，在大電壓時保護電路。同時電容的并聯(lián)還可以增加濾波電路的安全性，當其中的電解電容壞掉的時候不至于濾波失靈，從而避免對后級電路的影響。因此用于濾除大部分電壓中的紋波。推挽式開關電源是所有開關電源中電壓利用率最高的拓撲，由于推挽式開關電源中的兩個控制開關輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關電源在整個周期之內(nèi)都向負載提供功率的輸出，因此，其輸出電流瞬態(tài)響應速度很高，電壓輸出特性很好。推挽式開關電源經(jīng)橋式整流或全波整流后，其輸出電壓脈動系數(shù)和電流脈動系數(shù)都很小，因此，需要一個很小值的儲能濾波電容或儲能濾波電感就可以得到一個電壓紋波和電流紋波很小的輸出電壓。通過變壓器升壓后，經(jīng)過二極管整流濾波，再經(jīng)電感輸出平均的直流電壓。由于推挽式開關電源中的兩個控制開關K1和K2輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關電源在整個工作周期之內(nèi)都向負載提供功率輸出，因此，其輸出電流瞬間響應速度很高，電壓輸出特性很好。圖為推挽式拓撲，其主變壓其可以包含多個次級繞組。所有級繞組的脈沖寬度都相等，均由主輸出回路的負反饋控制電路決定。開關導通期間，基極驅(qū)動電壓必須足夠大，以使在整個額定電流范圍內(nèi)，都能使初級半繞組的開關管電壓拉到最低和導通壓降，通常約為1V。變壓器次級是一個導通時間為、幅值為 [()]()的平頂方波。因為每個周期有兩個脈沖，因此整流二極管印記輸出的脈沖占空比為。如果負反饋環(huán)路接端，則和將隨輸入直流電壓和輸出負載電流的變化而調(diào)整，以使不變。從而實現(xiàn)穩(wěn)壓。實現(xiàn)PWM占空比自動調(diào)節(jié)功能，并可以采集輸出電流反饋到TL494另外一個誤差放大器，實現(xiàn)過流保護，單片機只需通過DA給出一個參考電壓，或改變輸出采樣電阻的的大小，即可輸出比較穩(wěn)定的電壓。： 供電 TL494推挽升壓模塊框圖TL494芯片：TL494為專用雙端脈寬調(diào)制器件。同理當誤差放大器EA2的反相端（腳15）連接的回路有擾動時就會通過控制晶體管Q2的導通時間來是輸出穩(wěn)定。死區(qū)時間控制端（腳4）不是直接接地的，而是通過10K電阻接地并通過10UF電容和14腳連接電阻和電容器組成一個軟啟動電路，輸入電源剛接通時，由于電容器兩端電壓不能突變，故14腳輸出地基準電壓5V全部加到4腳上，使腳4處于高電平，死區(qū)時間比較器的輸出亦為高電平，故2處于截止狀態(tài)，開關電源無輸出，隨著電容器充電的進行，電容器兩端電壓逐漸升高，10K電阻兩端電壓逐漸降低，2逐漸導通，正常工作時，10K電阻兩端電壓近似為零。 TL494內(nèi)部原理圖 推挽式開關電源電路參數(shù)設計，下降時，變換器會通過增加導通時間來維持輸出電壓的穩(wěn)定。但此類變換器中，最大導通時間不能超過開關周期的一半。另外由于驅(qū)動場效應管時，由于場效應管存在輸入電容的緣故，所以驅(qū)動脈沖啟動時，場效應管不能夠馬上開通，具有一定的驅(qū)動延時。否則延時時間的存在會導致兩個開關管的導通重疊。全部電源電壓加在開關管兩端，電流非常大，開關管立即損壞。、以及,可確定匝數(shù)比，以得到所需的輸出電壓(1)初級匝數(shù)的確定：根據(jù)法拉利定律可以確定初級匝數(shù)，根據(jù)公式，由初級最小電壓（）和最大導通時間（如上述所示，不超過)確定，即 ( )(2)最大磁通擺幅的選擇：，初級匝數(shù)與磁通變化量dB成反比，一般盡量取最大的dB而使最小。另外，較少的匝數(shù)不但可以降低變壓器成本，還可以降低雜散寄生電容。應使刺磁通變化限制在該點一下，因為超過該點，變壓器繞組電感量急據(jù)減小，勵磁電流就開始按指數(shù)規(guī)律上升。但是，為了防止磁芯在動態(tài)時飽和，最好能保留較寬的裕度。一次dB選取3200G。在這些公式中所有參數(shù)斗是一知的。最大導通時間設為,對于選定的磁芯，已知。本設計采用=50kHz。為了簡化設計。輸入功率等于平均電流與的乘積，假設效率為80%，則=。 ()(7) 推挽電路參數(shù)本電源模塊設計指標如下；30Vdc~32Vdc，輸出功率=72W，效率η=%。磁芯選用EI33,其磁芯截面積為。取整數(shù)即，: 即。由式：得初級繞組有效值為； 。 (8)輸出濾波器的設計輸出電感不允許進入不連續(xù)模式，而兩者的臨界點是；直流電流下降到斜坡副值一半時發(fā)生。不連續(xù)模式是從電感階梯斜坡電流的階梯下降至零開始的，這種情況會在直流電流下降至斜坡幅值dI的一半時發(fā)生。而,則有 () 選取，使及相應最小時為，于是 （） （） 如果最小電流規(guī)定為額定電流的1/10,則 （） ②輸出電容的計算輸出濾波電容并非理想電容，它等效為寄生電阻和電感與理想純電容的串聯(lián),為等效串聯(lián)電阻,等效串聯(lián)電感。因此輸出電壓的紋波有輸出濾波電容、等效串聯(lián)電阻、和等效串聯(lián)電感決定。一般是電解電容，因此在開關頻率處，由產(chǎn)生的紋波電壓分量很小與由產(chǎn)生的紋波電壓分量。輸出紋波接近于輸出紋波電流乘以。而由決定的紋波分量與流過的電流積分成正比，兩者相位不同，假設兩者相位相同為最惡劣情況。即輸出電容可根據(jù)輸出電壓允許的紋波電壓峰峰值為； （） 式中是所選電感電流紋波的峰峰值。因此可選為： （） 輸出整流電路及波形(9)場效應管的選擇場效應管擔負能量傳送的紐帶，通過場效應管在PWM驅(qū)動信號下開通、關閉的過程來實現(xiàn)變壓器繞組儲能（置位）和（放能）的過程，進而使輸出穩(wěn)定，給負載提供能量。場效應管選擇的因素主要包括額定工作電流、額定工作電壓、最大擊穿電壓、導通電阻等。額定工作電壓就是場效應管源極和漏極之間的正常工作電壓大小。同樣場效應管反向擊穿電壓為場效應管的擊穿電壓。特別是變壓器漏感比較大的時候情況更嚴重，本設計反方向擊穿電壓裕量取40%。因此可參照上述參數(shù)選擇場效應管，因手頭只有IRF540并且IRF540的電氣參數(shù)滿足上述要求，因此本設計采用IRF540。以及滿足輸出整流二極管反向電壓與額定電流的大小。(11)基于TL494推挽式開關電源電路原理圖基于以上原理和設計，: 基于TL494推挽式開關電源全原理圖 三角波產(chǎn)生電路三角載波做為載波，為了獲得比較高的載波比三角波的頻率一般在10KHz以上。本設計采用NE555時鐘芯片產(chǎn)生三角波。 l Pin 2 (觸發(fā)點) 這個腳位是觸發(fā) NE555使其啟動它的時間周期。 l Pin 3 (輸出) 當時間周期開始 555 的輸出輸出腳位，移至比電源電壓少 。于高電位時的最大輸出電流大約 200 mA 。它通常被接到正電源或忽略不用。當計時器經(jīng)營在穩(wěn)定或振蕩的運作方式下,這輸入能用來改變或調(diào)整輸出頻率。當這個接腳的電壓從 1/3 VCC 電壓以下移