【文章內(nèi)容簡介】 電源中的兩個控制開關(guān)輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關(guān)電源在整個周期之內(nèi)都向負載提供功率的輸出，因此，其輸出電流瞬態(tài)響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性很好。它在輸入電壓很低的情況下，仍然能維持很大的輸出功率，所以推挽式開關(guān)電源被廣泛的應(yīng)用于低輸入電壓的DC/AC逆變器。推挽式開關(guān)電源經(jīng)橋式整流或全波整流后，其輸出電壓脈動系數(shù)和電流脈動系數(shù)都很小，因此，需要一個很小值的儲能濾波電容或儲能濾波電感就可以得到一個電壓紋波和電流紋波很小的輸出電壓。 推挽式開關(guān)電源的工作原理，基本原理是：輸入直流電壓通過開關(guān)管K1和K2的輪流交替導(dǎo)通實現(xiàn)變壓器的不斷的置位和復(fù)位，將磁芯存儲的能量傳遞到次級。通過變壓器升壓后，經(jīng)過二極管整流濾波，再經(jīng)電感輸出平均的直流電壓。電容C為輸出濾波電容。由于推挽式開關(guān)電源中的兩個控制開關(guān)K1和K2輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關(guān)電源在整個工作周期之內(nèi)都向負載提供功率輸出，因此，其輸出電流瞬間響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性很好。推挽式變壓器開關(guān)電源是所有開關(guān)電源中電壓利用率最高的開關(guān)電源，它在輸入電壓很低的情況下，仍能維持很大的功率輸出，所以推挽式變壓器開關(guān)電源被廣泛應(yīng)用于低輸入電壓的DC/AC逆變器，或DC/DC轉(zhuǎn)換器電路中。圖為推挽式拓撲，其主變壓其可以包含多個次級繞組。每個次級繞組都產(chǎn)生一對相位相差180度的方波脈沖，脈沖幅值由輸入電壓以及初次級繞組匝數(shù)比決定。所有級繞組的脈沖寬度都相等，均由主輸出回路的負反饋控制電路決定。其控制電路采用TL494產(chǎn)生兩個相等的脈寬可調(diào)、相位相差180度的驅(qū)動脈沖來驅(qū)動兩個場效應(yīng)管輪流導(dǎo)通。開關(guān)導(dǎo)通期間，基極驅(qū)動電壓必須足夠大，以使在整個額定電流范圍內(nèi)，都能使初級半繞組的開關(guān)管電壓拉到最低和導(dǎo)通壓降，通常約為1V。因此當任意開關(guān)管導(dǎo)通時，對應(yīng)半繞組上的方波電壓幅值為。變壓器次級是一個導(dǎo)通時間為、幅值為 [()]()的平頂方波。此處為整流二極管的導(dǎo)通壓降，對于傳統(tǒng)的快恢復(fù)二極管一般為1V。因為每個周期有兩個脈沖，因此整流二極管印記輸出的脈沖占空比為。，輸出直流電壓為則 ()主輸出整流器輸出端波形如圖所示。如果負反饋環(huán)路接端，則和將隨輸入直流電壓和輸出負載電流的變化而調(diào)整，以使不變。盡管負載電流沒有體現(xiàn)在公式中，但當負載電流變化時導(dǎo)致發(fā)生變化時，它都回被誤差放大器所采樣，然后通過告便控制導(dǎo)通時間來調(diào)整是保持不變。從而實現(xiàn)穩(wěn)壓。 基于TL494的推挽式開關(guān)電源穩(wěn)壓原理本設(shè)計選用TL494芯片產(chǎn)生占空比可調(diào)PWM波，用硬件方式反饋到TL494誤差放大器，形成一個穩(wěn)定的閉環(huán)控制系統(tǒng)。實現(xiàn)PWM占空比自動調(diào)節(jié)功能，并可以采集輸出電流反饋到TL494另外一個誤差放大器，實現(xiàn)過流保護，單片機只需通過DA給出一個參考電壓，或改變輸出采樣電阻的的大小，即可輸出比較穩(wěn)定的電壓。硬件也比較簡單，硬件方式反饋速度更快、精度更高。： 供電 TL494推挽升壓模塊框圖TL494芯片：TL494為專用雙端脈寬調(diào)制器件。圖中誤差放大器EA1的同相端（腳1）接在由兩個電阻組成的分壓器上，EA1的反相端（腳2）（腳14），若一腳反饋回的電壓大于基準電壓5V,誤差放大器EA1輸出電壓增加，導(dǎo)致晶體管Q1的導(dǎo)通時間變短，使一腳處電壓保持在5V，從而穩(wěn)定了輸出電壓。同理當誤差放大器EA2的反相端（腳15）連接的回路有擾動時就會通過控制晶體管Q2的導(dǎo)通時間來是輸出穩(wěn)定。15腳和3腳之間的電容是為了加大誤差放大器EA1的高頻負反饋降低其高頻增益及抑制高頻寄生振蕩用的。死區(qū)時間控制端（腳4）不是直接接地的，而是通過10K電阻接地并通過10UF電容和14腳連接電阻和電容器組成一個軟啟動電路，輸入電源剛接通時，由于電容器兩端電壓不能突變，故14腳輸出地基準電壓5V全部加到4腳上，使腳4處于高電平，死區(qū)時間比較器的輸出亦為高電平，故QQ2處于截止狀態(tài)，開關(guān)電源無輸出，隨著電容器充電的進行，電容器兩端電壓逐漸升高，10K電阻兩端電壓逐漸降低，QQ2逐漸導(dǎo)通，正常工作時，10K電阻兩端電壓近似為零。5腳和6腳連接的RT、CT決定了振蕩率，振蕩頻率為：。 TL494內(nèi)部原理圖 推挽式開關(guān)電源電路參數(shù)設(shè)計，下降時，變換器會通過增加導(dǎo)通時間來維持輸出電壓的穩(wěn)定。當直流輸入電壓下降到最小值時，導(dǎo)通時間最大。但此類變換器中，最大導(dǎo)通時間不能超過開關(guān)周期的一半。否則復(fù)位幅秒數(shù)將小于置位幅秒數(shù)，經(jīng)過幾個周期后，磁芯將飽和并損壞開關(guān)管。另外由于驅(qū)動場效應(yīng)管時，由于場效應(yīng)管存在輸入電容的緣故，所以驅(qū)動脈沖啟動時，場效應(yīng)管不能夠馬上開通，具有一定的驅(qū)動延時。所以場效應(yīng)管柵極驅(qū)動時間一定小于半個周期的一半。否則延時時間的存在會導(dǎo)致兩個開關(guān)管的導(dǎo)通重疊。此時功率場效應(yīng)管將繞組短路，電路將迅速失去控制。全部電源電壓加在開關(guān)管兩端，電流非常大，開關(guān)管立即損壞。所以為了保證一個周期內(nèi)磁芯可以復(fù)位，且不會造成同時導(dǎo)通，在直流輸入電壓為其最小值時，反饋環(huán)將增大以保證恒定時，必須采取鉗位電路以限制導(dǎo)通時間不會超過半個周期的80%。、以及,可確定匝數(shù)比，以得到所需的輸出電壓(1)初級匝數(shù)的確定：根據(jù)法拉利定律可以確定初級匝數(shù)，根據(jù)公式，由初級最小電壓（）和最大導(dǎo)通時間（如上述所示，不超過)確定，即 ( )(2)最大磁通擺幅的選擇：，初級匝數(shù)與磁通變化量dB成反比，一般盡量取最大的dB而使最小。因為較小的匝數(shù)意味著可用較大規(guī)格的導(dǎo)線，則給定的磁芯可承受較大的電流并獲得較大的輸出。另外，較少的匝數(shù)不但可以降低變壓器成本，還可以降低雜散寄生電容。，可以看出，超過2000G時，鐵氧體磁芯的磁滯回線就進入了彎曲部分。應(yīng)使刺磁通變化限制在該點一下，因為超過該點，變壓器繞組電感量急據(jù)減小，勵磁電流就開始按指數(shù)規(guī)律上升。如果不考慮磁芯損耗的限制，則一般2000G是個比較好的選擇。頻率50KHz時，即使咳嗽率磁芯損耗問題磁通密度也可以取2000G。但是，為了防止磁芯在動態(tài)時飽和，最好能保留較寬的裕度。實際上，即便在磁芯損耗允許的情況下，也最好把磁通密度限制在1600G以內(nèi)。一次dB選取3200G。 鐵氧體磁芯典型磁滯回線(3) 次級匝數(shù)的選擇；。在這些公式中所有參數(shù)斗是一知的。輸出電壓、和T都已確定。最大導(dǎo)通時間設(shè)為,對于選定的磁芯，已知。為了減小磁芯、開關(guān)管損耗以及降低布線難度頻率設(shè)計低于50kHz以下。本設(shè)計采用=50kHz。(4) 初級峰值電流計算 直流輸入電源的輸入值最小時開關(guān)管導(dǎo)通時間最大，開關(guān)管導(dǎo)通時間為半周期的80%。為了簡化設(shè)計?，F(xiàn)假設(shè)脈沖等效為平等波，其幅值是斜坡終點處的電流值。輸入功率等于平均電流與的乘積，假設(shè)效率為80%，則=。 即 ()每個初級半繞組每周期都僅流過一個脈沖，因此其占空比為（)/T，對于占空比為D、幅值為的平頂脈沖波，其有效值為: () () () (6) 次級峰值電流確定為簡化初級電流有效值的計算，階梯斜坡脈沖近似等效為平頂脈沖波為，的幅值為斜坡中心值或直流輸出電流值。 ()(7) 推挽電路參數(shù)本電源模塊設(shè)計指標如下；30Vdc~32Vdc，輸出功率=72W，效率η=%。工作頻率為50kHz，輸出為固定電壓時為36Vdc。磁芯選用EI33,其磁芯截面積為。①匝數(shù)的計算 。取整數(shù)即，: 即。②初級、次級峰值電流、有效值電流計由式： 得初級峰值電流為： 。由式：得初級繞組有效值為； 。由式： 得次級繞組電流有效值 。 (8)輸出濾波器的設(shè)計輸出電感不允許進入不連續(xù)模式，而兩者的臨界點是；直流電流下降到斜坡副值一半時發(fā)生。于是 () ()則有 ()選取，使及相應(yīng)的最小時為,于是 () 于是 ()如果規(guī)定最小電流為額定電流的1/10,則 ①輸出電感設(shè)計設(shè)計采用變壓器連續(xù)工作模式模式，因為不連續(xù)模式控制環(huán)路的設(shè)計較困難，而且瞬態(tài)特性降低。不連續(xù)模式是從電感階梯斜坡電流的階梯下降至零開始的，這種情況會在直流電流下降至斜坡幅值dI的一半時發(fā)生。于是 () 當最小時，選擇使最小時不需要大于就可以輸出需的電壓的值。而,則有 () 選取，使及相應(yīng)最小時為，于是 （） （） 如果最小電流規(guī)定為額定電流的1/10,則 （） ②輸出電容的計算輸出濾波電容并非理想電容，它等效為寄生電阻和電感與理想純電容的串聯(lián),為等效串聯(lián)電阻,等效串聯(lián)電感。一般我們希望紋波電流大部分流入輸出電容。因此輸出電壓的紋波有輸出濾波電容、等效串聯(lián)電阻、和等效串聯(lián)電感決定。對于頻率低于500kHz,可以被忽略，輸出紋波主要由和決定。一般是電解電容，因此在開關(guān)頻率處，由產(chǎn)生的紋波電壓分量很小與由產(chǎn)生的紋波電壓分量。因此在中頻段，對于一階系統(tǒng)。輸出紋波接近于輸出紋波電流乘以。即由決定的紋波分量和紋波電流即初級繞組電感斜坡電流峰峰值成正比。而由決定的紋波分量與流過的電流積分成正比，兩者相位不同，假設(shè)兩者相位相同為最惡劣情況。為估算這些紋波分量必須知道的值但一般很少給出此值，但對很大范圍內(nèi)不同電壓等級不同容值的電解電容來說，其*的值近似為常數(shù)。即輸出電容可根據(jù)輸出電壓允許的紋波電壓峰峰值為； （） 式中是所選電感電流紋波的峰峰值。另外由于電解電容器，在很大容值及額定電壓范圍內(nèi)，其的乘積基本不變。因此可選為： （） 輸出整流電路及波形(9)場效應(yīng)管的選擇場效應(yīng)管擔負能量傳送的紐帶，通過場效應(yīng)管在PWM驅(qū)動信號下開通、關(guān)閉的過程來實現(xiàn)變壓器繞組儲能（置位）和（放能）的過程，進而使輸出穩(wěn)定，給負載提供能量。因此場效應(yīng)管長時間穩(wěn)定安全的工作對于變換器來說至關(guān)重要，因此對于場效應(yīng)管的選擇要在確保成本最低情況下，能滿足場效應(yīng)管的穩(wěn)定安全工作。場效應(yīng)管選擇的因素主要包括額定工作電流、額定工作電壓、最大擊穿電壓、導(dǎo)通電阻等。工作電流就是場效應(yīng)管正常工作時的電流，在本設(shè)計中就是指初級繞組峰值電流,但為了保證電路可靠安全運行，一般選擇要流出30%左右的安全裕量。額定工作電壓就是場效應(yīng)管源極和漏極之間的正常工作電壓大小。和而定電流的選取一樣額定電壓選取也要留取一定的裕量，我們?nèi)?0%的裕量。同樣場效應(yīng)管反向擊穿電壓為場效應(yīng)管的擊穿電壓。當加在場效應(yīng)管的電壓超過此電壓場效應(yīng)管將擊穿損壞，因此此電壓要留有足夠的裕量，特別是反擊式開關(guān)管關(guān)斷時漏極電壓是輸入電壓、輸出反射電壓和變壓器漏感電壓之和。特別是變壓器漏感比較大的時候情況更嚴重，本設(shè)計反方向擊穿電壓裕量取40%。因此基于以上考慮場效應(yīng)管選擇具體參數(shù)如下；,。因此可參照上述參數(shù)選擇場效應(yīng)管，因手頭只有IRF540并且IRF540的電氣參數(shù)滿足上述要求，因此本設(shè)計采用IRF540。(10)整流二極管的選取輸出整流二極管是將高頻變壓器的高頻方波整流經(jīng)濾波電路變成直流電，因此輸出二極管因該是快速二極管以滿足開關(guān)頻率的要求。以及滿足輸出整流二極管反向電壓與額定電流的大小。基于以上考慮輸出整流二極管采用FR307。(11)基于TL494推挽式開關(guān)電源電路原理圖基于以上原理和設(shè)計，: 基于TL494推挽式開關(guān)電源全原理圖 三角波產(chǎn)生電路三角載波做為載波，為了獲得比較高的載波比三角波的頻率一般在10KHz以上。同時還要保證三角是高線性的等腰三角載波。本設(shè)計采用NE555時鐘芯片產(chǎn)生三角波。(1)NE555 引腳位功能配置說明