【正文】 實驗效果。隨著光伏發(fā)光的推廣，汽車 和車載電器 數量的增加， UPS 的廣泛應用，逆變電源的應用場合也越來越多，成了電力電子技術中不可缺少的部件。 最早的逆變系統采用的是，通過將直流電源供給直流電動機，直流電機通過機械傳動 帶動 交流發(fā)電機，來完成直交流的轉換。 到二十世紀六、七十年代，晶閘管的問世使得逆變電源的技術得到了發(fā)展。但缺點也十分明顯，轉換的波形為方波，而不是正弦波，無法帶動電感類負載。 進入八十年代以后，電子元件的種類也越來越多，誕生了功率場效應管、 MOS 管、可關斷晶閘管、電力用晶體管、絕緣柵極晶體管等類型的功率型器件。使得逆變電源從容量到頻率等參數越來越高，占用的體積減小，逆變轉換效率提高，各種品質指標也進一步提升。得益于微電子元件的精密程度，逆變電源的輸出的穩(wěn)定性，波形的精確度等都得到 了 保證。第一種是方波逆變電源。 不足的是 變壓器和濾波器的體積、重量較大，工作的噪音較大。造成負載或電源的損壞。輸出波形是將多個方波疊加而成的修正正弦波。與方波逆變電電源相比，性能得到了很大的提升。其輸出波形為諧波含量很小的正弦波?？梢?帶動所有類型的負載 。成本較高。汽車的攜帶的蓄電池輸出直流 12V，而大部分電器的額定電壓是 市電交流 220V。如無輸入低壓保護，超額使用后，導致汽車無法啟動。沒有配置短路保護，過載保護等。太陽能發(fā)光是將光能轉換為電能存儲在蓄電池中。必須通過逆變電源將直流電轉換為交流電。 目前逆變電源的設計多采用純硬件設計的分立式元件組成的結構。而由于元件數量過多，造成的電源穩(wěn)定性較差，往往由于某一個元件的質量差而導致整個系統的損壞。因此針對單片機來作為逆變電源主控制芯片 來研究成為當今的熱點。一 個直流電源對一個負載的兩端輪流供電時便在負載的兩端形成一個交流電的過程。 圖 21 逆變電源工作模型 當圖中的 S S4 閉合， S S3 斷開時。負載兩端的電壓 U0 是一個正電壓。 圖 22 S S4閉合時的電流方向和波形 當圖中的 S S3 閉合， S S4 斷開時。負載兩端的電壓 U0 是一個負電壓。 圖 23 S S3閉合時的電流方向和波形 當開關開始和閉合的速 度很快時，負載兩端的電壓便形成了一個交流電的過程。 基于單片機的正弦波逆變電源設計 4 全橋逆變電源主電路結構如圖 24 所示。 在任何時刻，左右兩個橋臂的上下兩個開關器件不可以同時打開，否則輸入電源將短路。 這些開關器件的控制信號可以采用周期調制信號。典型的 SPWM 調制方式有 如下兩 種 。單極性 調制 的波形 圖如圖 25 所示。 在波形 ur的正半周， V1的狀態(tài)為通， V2的狀態(tài)為斷。此時的 uo=ud。 在 波形 ur的負半周， V1的狀態(tài)為 斷， V2的狀態(tài)為通。此時的 uo=0。此時的 uo=－ud。 雙極性 調制 波形 如圖 26 所示。 uof表示 uo的基波分量。 Ud兩種電平 。在 ur uc時 ，開關管 V1和 V4的狀態(tài)為通， 開關管 V2和 V3狀態(tài)為斷。在 uruc時 ，開關管 V2和 V3的狀態(tài)為通，開關管 V1和 V4狀態(tài)為斷。 這兩 種調制方式中，雙極性調制的實現簡單，缺點是四個開關管都處在高頻的工作狀態(tài)，開關的損耗較大，電路可靠性降價。降低了制作成本。 基于單片機的正弦波逆變電源設計 6 系統的硬件結構 逆變電源實現直流電 轉換 為 交流電 的過程可以分為三個步驟。第二步是將得到的交流電通過變壓器進行升壓，此時輸出波形為一個高壓的方波，也就是方波逆變電源的波形。 本設計是基于單片機的正弦波輸出逆變 電源，根據實現功能和逆變電源的轉換流程。 系統的硬件結構框圖如圖 27 所示。 主要實現的功能是 根據反饋輸出電壓、電流輸出到液晶顯示上顯示。 DCDC 驅動模塊是利用 經過 PWM 調制波將直流低壓 高頻逆變 為 高頻的方波。 DCAC 模塊是利用 主控制器 產生的 SPWM 純正弦波 調制 到 DCDC 電路產生的400V直流上，最終將這個直流電轉換成 220V， 50Hz 的的交流電。實現的功能包括根據采集到的溫度控制散熱風扇。當輸入電壓過高時，切斷輸入，防止燒壞芯片。輸出短路時，自動停止逆變轉換。負載功率過高時，停止逆變轉換。 一是液晶 顯示 屏， 二是發(fā)光 二極管 ，三是蜂鳴器 。發(fā)光二極管用于指示電源的工作狀態(tài)，保護 狀態(tài)的 提示等。 系統的軟件 設計 根據設計要求，單片機程序主要實現的功能有：產生 SPWM 波形，接收來自 反饋網絡 的信號，控制顯示模塊顯示相關信息 等 。 初 始 化SPWM產 生輸 出 模 塊反 饋 網 絡顯 示 部 分 圖 28 系統程序流程圖 基于單片機的正弦波逆變電源設計 8 第三章 系統的硬件設計 主控制器 本次設計采用的主控制器是單片機 STC12C5410AD。 擁有 10K的程序存儲空間和 512B 的數據存儲空間。 每個 IO 口、電源引腳、晶振引腳、復位引腳都經過特殊的處理，對 VCC 和 GND加入了二極管箝位保護，可以有效的防止干擾經過這些接口進入到單片機內部。 內部集成了復位專用的MAX810 電路，使得復位電路的設計更加方便。集成了 8 路的高速 10位 AD 轉 換模塊，利用這些模塊可以轉換出反饋的交流電壓和電流。 12XTAL23XTAL14567891011GND12131415161718192021222324252627VCC282930RST3132U1STC12C5410AD1 2Y112MC122pfC222pfGNDC310UFR110KGNDVCC 圖 31 單片機最小系統 基于單片機的正弦波逆變電源設計 9 DCDC 模塊 該模塊的作用是將輸入的 12V直流電，低壓直流電經過高頻 PWM 脈沖調制，控制開關管的關斷與閉合，輸出一個低壓的交流電。將該電壓經過整流后輸出一個 400V左右的高壓直流電，該電壓供給下一級使用。第一部分是調制 PWM 脈沖的產生。第 三部分是輸出電壓的整流。內部結構如圖 32所示。 芯片的 5 腳、 6 腳、 7 腳內的電路 組成了 SG3525 內部振蕩器 。 芯片的 3 腳為振蕩器的外部同步輸入端。振蕩器 的頻率的計算公式如下。誤差放大器輸出的數據送入比較器的反相輸入端。輸出一個方波，該方波的寬度隨著誤差放大器的輸出電壓高低而改變。雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器是兩個輸出互補的波形，高低電平交替輸出。鋸齒波可以保證 VT1 和 VT2 不會同時導通，控制了死區(qū)時間。 芯片 9 腳和 1 腳之間 需要 連接反饋補償網絡 使輸出的波形更加正確 。因此將PWM 產生電路單獨設計，通過插接方式來連接。 INA1INP2Cr3Oo4Ct5Rt6Di7Ss8Co9shut10OUTA11GND12Vcc13OUTB14Vs15Vref16uSG35251 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11JLGND300kR84C82103GNDR83GNDHV_DTENTCP1P2+12VPICBUZ+12VRD85IN414810KR96R95Q80S8050GNDR99 P2P1+12VP+12VRC20103ICC2110UF100R86 圖 33 PWM產生電路圖 變壓器的設計 高頻 變壓器 作為逆變 電源 DCDC 模塊 中的核心器件 ，它的主 要參數 和 性能指標 直接 決定整個 逆變 電源的優(yōu)劣。磁通變化范圍較大，可以從 Bm到 +Bm。本次設計采用的 E55 鐵氧體磁芯 變壓器。 基于單片機的正弦波逆變電源設計 11 (1)功 率容量 EE55 的心柱截面積 Ae 為 平方厘米。功率容量 的計算為 AP=Ae*Aq=。 NP=(VI/2)*10/(4*f*Bm*Ae)=(310/2) *10/(4*80000**)= NP 取整數 10 匝。則副邊繞組的 匝數 為 60 匝 。 (1) 先繞 1/2 次級繞組（ 高壓部分 ） 使用高溫膠帶在磁芯的骨架上粘一圈，可以防止導線打滑。采用高溫膠帶將次級 繞組的外面包三層。繞制示意圖如圖 34 所示。線中間留空隙。兩根線的長度約 37 厘米。兩層中間采用高溫膠帶隔離。 (3) 另外 1/2 的次級繞組 按照步驟 1 的方法，采用同樣的繞向繞完剩下的 1/2。 (4) 焊接引線 繞組繞完后，將留出的線頭，采用焊接在骨架上。 基于單片機的正弦波逆變電源設計 12 輸出整流電路的設計 輸出整流采用的是快速二極管 SBYV26C 組成的橋式整流電路。經過濾波后輸出一個 400V的直流電。 PWM 產生電路產生的兩路 PWM 波 P1 和 P2 后 ，經過開關管的調制為交流電后，經過高頻變壓器，輸出高頻高壓，經過四個二極管來整流。 RF6IRF3205RF7IRF3205C13103R2T?E55BT+12VGNDP2P1VinVoutGND7812C5220uf/25vC410412VGNDC171000uf/35vD11FR104D36FR104D9SBYV26CD7SBYV26CD6SBYV26CD5SBYV26CC14650uf/450VGNDHVO_400V 圖 35 DCDC輸出電路原理圖 DCAC 模塊 逆變電源實現的主要功能便是直流到交流的轉換，而該模塊實現的主要功能便是直流到交流的轉換。是整個逆變電源的靈魂 ， 起主導地位。該模塊的轉換原理是將 DCDC 模塊得到的 400V 直流電通過 SPWM 波形調制成 220V， 50Hz 的交流電。因此，該模塊電路可以分為三部分。第二部分是將接在 400V直流電的開關管按 SPWM 波形閉合與斷開。詳細介紹如下。因此 ， 兩部分電路的連接需要采用隔離驅動的方式 。光耦 的 優(yōu)點是體積小，結構簡單 ， 缺點是傳輸速度較慢。 它的 優(yōu)點是響應的速度快，比光電 隔離擁有較強的共模抑制比。比如占空比不能超過 49%，能傳輸的信號 和 寬度 都較小 。 IR2110S 是美國 IR 公司 生產的封裝為SO16 的芯片 ，兼有體積小和速度快兩個優(yōu)點。 低端和高端輸入通道相互獨立，互不干擾。邏輯電源電壓范圍在 5 到 15V，因此可以與單片機的 TTL電平匹配。開通、關斷的延遲只有 120ns 和 94ns。 表 31 IR2110S引腳 引腳 名稱 功能 1 LO 低端輸出 2 COM 公共端 3 VCC 電源電壓 (低端固定 ) 4 NC 無效端 5 NC 無效端 6 Vs 電源偏移電壓 (高端浮置 ) 7 VB 電源電壓 (高端浮置 ) 8 HO 輸出（高端） 9 NC 無效端 10 NC 無效端 11 VDD 邏輯電源電壓 (邏輯 ) 12 HIN 邏輯高端輸入 13 SD 關斷 基于單片機的正弦波逆變電源設計 14 14 LIN 邏輯低端輸入 Vss 15 Vss 邏輯地 16 NC 無效端 邏輯電路地根據芯片的結構和管腳設計的電路 原理圖 如圖 36 所示。 C2 C2 C30 和C31 為芯片電源的濾波電容。 開關管在導通 時， 需要在很小的時間內存儲足夠的柵電荷供給門極。自舉電容充電時，兩端的壓降在 。綜合這些條件，自舉電容容量選擇公式為 C12Qg/(VCC－ 10－ )。 自舉二極管是組成自舉電路的重要的自舉器件，主要作用是阻斷直流干線上的高壓。本次設計采用的自舉二極管為 恢復二極管 FM1S。 開關 電路 的設計 本次設計中開關管的輸入電壓在 400V左右，輸出功率在 300W 以上。本次設計采用的是 IRF840 作為開關管。設計的電路如圖 37所示。經過后級的 LC濾波電路后，使輸出波形的更加純凈。設計了一個 LC 濾波電路。 VO_L VO_NL1C51225pf/400VT1C52104/250VC53222C54222C55103AC_L AC_GND AC_NPGNDAC_LAC_GNDAC_N 圖 38 LC濾波電路 基于單片機的正弦波逆變電源設計 16 L1 采用的是磁環(huán)繞制導線而成的差模電感。采用 的線在磁環(huán)上繞 90 圈左右，使用的線長在 米左右。繞制時分兩層，第一層為 45 圈，內圈的線緊密繞制，外圈線的每圈留有一個空隙。 保護模塊 溫度保護 設計的電路如