【正文】 導致在不同時刻傳輸?shù)男盘査?jīng)歷的信道影響完全不同，主要由多普勒效應引起的； 其二，無線信道具有頻率選擇性，導致不同頻率信 號經(jīng)歷的信道衰落也不盡相同，主要由多徑效應造成的。 多模型理論研究現(xiàn)狀 在我們?nèi)粘Ｉ詈凸I(yè)生產(chǎn)領域中，由于系統(tǒng)的復雜化和多元化，導致單一模型是無法準確跟蹤系統(tǒng)參數(shù)變化。早在上世紀 70 年代，就有人提出了多模型理論，最初僅應用于控制領域。顧名思義，多模型控制是用多個系統(tǒng)模型來逼近系統(tǒng)的動態(tài)不確定性。盡管多模型理論提出的很早，但是在當時沒有引起足夠重視，直到上世紀九十年代末，隨著多模型理論在實際應用中得到成功，人們才對這種方法重視起來，尤其在近十年，多模型控制方法在各個領域也越來越受青睞。 多模型建模方法的研究：總的來說，多模型建模方法主要分為兩大步驟，首先，訓練多個盡可能不相關的模型，達到能夠覆蓋系統(tǒng)的所有狀態(tài)變化的目的；其次，采用適當?shù)墓沧R規(guī)則，使多個系統(tǒng)模型的輸出達成共識。但是，一般情況下輸出精度和模型間相關性是相互矛盾的，提高了模型預測精度往往會提高了模型間的相關性?，F(xiàn) 階段多模型建模方法主要有： TS 多模型模糊方法、多神經(jīng)網(wǎng)絡模型方法和局部模型網(wǎng)絡方法等。多神經(jīng)網(wǎng)絡模型方法 [25]，其基本思想是利用了神經(jīng)網(wǎng)絡具有逼近非線性函數(shù)的能力，在不同的狀態(tài)區(qū)域內(nèi)，利用不同的神經(jīng)元網(wǎng)絡逼近不同的非線性過程，從而描述含有大量不確定性因素的復雜非線性系統(tǒng)。 多模型控制器的研究：在上世紀 70年代，由 Lainiotis 和 Athans 提出了卡爾曼濾波器控制，被用來應對控制問題中因系統(tǒng)非線性帶來的輸出誤差，這種多模型控制器在當時得到了廣泛應用。在環(huán)境變化比較頻繁的系統(tǒng)中，增益調(diào)度控制是一種行之有效的方法。增益調(diào)度的目標就是通過一系列對應不同環(huán)境條件的線性控制法則來逼近非線性系統(tǒng)控制策 略。首先，基于被控對象和系統(tǒng)結(jié)構的不確定性建立多個模型，組成模型集，然后根據(jù)模型集設計相對應的控制器，最后結(jié)合系統(tǒng)所處狀態(tài)，根據(jù)切換準則在模型集中選擇最優(yōu)模型作為系統(tǒng)輸出模型。正交頻分復用（ OFDM, Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing）和基于多天線陣列的多輸入多輸出（ MIMO, Multiple Input MultipleOutput）技術被認為是下一代無線通信中的核心技術。另外， OFDM 將總帶寬分割為若干個窄帶子載波，每個子信道上的信號帶寬小于信道的相關帶寬，因此，每個子信道是平坦衰落，從而可以有效地抵抗頻率選擇性衰落，消除符號間干擾。各個子信道的正交調(diào)制和解調(diào)可以采用快速傅立葉反變換（ IFFT， Inverse Fast Fourier Transform）和快速傅立葉變換（ FFT， Fast Fourier Transform）實現(xiàn)，隨著大規(guī)模集成電路技術（ VLSIC）與數(shù)字信號處理（ DSP， Digital Signal Processing）技術的發(fā)展， IFFT 和 FFT 都是非常容易實現(xiàn)的。頻率選擇特性導致接收信號的幅度、相位 和到達時間的劇烈變化，所以，為了在接收端準確恢復出發(fā)送信號，必須要進行信道估計，獲得所有子載波上的參考相位和幅度，利用估計出來的信道信息對接收信號進行均衡。 發(fā)展歷史 在數(shù)字通信系統(tǒng)中，如果發(fā)射信號的帶寬超過了信道的相關帶寬，信號通過信道將經(jīng)歷頻率選擇性衰落，信道稱為頻率選擇性衰落信道。在寬帶數(shù)字通信中，如果使用單載波調(diào)制方式，并且接收端沒有采用相應的均衡處理消除頻率選擇特性的衰落或者 ISI，系統(tǒng)性能將嚴重惡化，甚至失去通信能力；而系統(tǒng)采用的信道均衡方法在復雜度和性能之間不能很好地折衷。 圖 11 Kineplex 系統(tǒng)的子載波功率譜 上世紀 50 年代，研究人員提出與單載波調(diào)制方式相對應的多載波調(diào)制方式 Kineplex 系統(tǒng)，將發(fā)射的高速數(shù)據(jù)流分為多個低速的數(shù)據(jù)流在多個載波上獨立并行地傳輸，每一個支數(shù)據(jù)流獨占一個子載波，但是系統(tǒng)總共占用的帶寬和單載波調(diào)制方式相同，在接收端必須用帶通濾波器對子信道進行分離，頻譜效率很低。 Chang 于 1966 年提出了允許子信道頻譜相互重疊的并行發(fā)送方案，各個子載波發(fā)射信號的可分性依靠交錯系統(tǒng)兩個正交通道上發(fā)送數(shù)據(jù)的半個符號周期來獲得，子信道間保持 Nyquist 準則下的正交，以此來避免 ICI，在接收端可以獨立恢復各子載波的數(shù)據(jù)。這種技術稱為錯正交幅度調(diào)制(Staggered Quadrature Amplitude Modulation, SQAM)，頻譜利用率較 Kineplex 系統(tǒng)提高了一倍。為進一步提高頻譜利用率，正交頻分復用（ OFDM）的多載波傳輸系統(tǒng)被提出來了。這樣的子載波分割方法大大提高了系統(tǒng)的頻譜利用率。在接收端，子載波信號不是通過傳統(tǒng)的濾波器方法分離出來的，而是通過對接收信號進行基帶處理來實現(xiàn)的。 OFDM 系統(tǒng)采用復雜度較低的信道均衡措施就可以很好地消除各子載波上的平坦衰落，而得到較好的傳輸性能。 70 年代，人們提出采用離散傅立葉變換實現(xiàn)多載波調(diào)制，使 OFDM 技術開始走向?qū)嵱没?。由于具有以下幾個優(yōu)點， OFDM 技術已經(jīng)越來越成為未來移動通信系統(tǒng)的關鍵技術。由于 OFDM 系統(tǒng)把高速數(shù)據(jù)通過串并轉(zhuǎn)換分散到正交子載波上，可以大大降低各個子載波的符號速率 ，同時采用加循環(huán)前綴作為保護間隔的方法，可以有效地減小無線信道的時間彌散所帶來的符號間串擾，大大減小了接收機內(nèi)均衡器的復雜度。如圖 13 所示。 （ 3） 在實際的 OFDM 系統(tǒng)中，信號的調(diào)制解調(diào)可以分別用 IDFT 和 DFT 來實現(xiàn)。這使得 OFDM 系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)很容易在 DSP 或者專用集成芯片 ASIC 等上實現(xiàn)。在平均功率以及所有子載波的符號錯 誤概率相等的約束條件下，通過各子載波間的最佳功率分配的設計以及對每個子載波中每個符號的比特數(shù)（ QAM 信號星座圖的大?。┳罴堰x擇的設計，可以得到最大的總比特率。在移動通信業(yè)務中，下行鏈路的數(shù)據(jù)速率通常要 比上行鏈路高得多。 信號模型 經(jīng)調(diào)制后的 OFDM 符號 時域表達式為： 假設頻域信號 X(k)是獨立同分布的隨機變量，當子載波數(shù) N很大時，根據(jù)中心極限定理，時域輸出信號 r(n )近似服從復高斯分布，其幅度服從瑞利分布。 為描述限幅濾波對信號的影響，定義峰均比抑制率為 2/ {| ( ) | }r A E X k? ，即輸出幅度與輸入功率的均方根之比。 根據(jù) Bussgang 定理，高斯輸入的非線性系統(tǒng)的輸出可以表示為： ( ) ( ) ( )gx n ax n d n?? (3) 式中： a為常數(shù)，取決于抑制率 y， x(n)與 d（ n）是不相關的。帶外輻射可以通過低通濾器濾除。傳統(tǒng)的接收機不能補償由于該非線性噪聲干擾造成的性能下降。為便于信道估計和均衡，通常認為單個 OFDM 符號周期內(nèi)信道是非時變的，而 OFDM 符號之間的信道是時變的。經(jīng)限幅濾波的信號通過多徑信道后，接收到的信號為： ()Y diag aX D H Z? ? ? （ 5） 式中： a為限幅造成的信號幅度衰落； X為待傳輸數(shù)據(jù)； D為系統(tǒng)限幅造成的非線性失真； H為一個符號周期內(nèi)的多徑信道頻域響應； Z為加性高斯白噪聲。 第 3 章 OFDM 系統(tǒng)中的信道估計 OFDM 系統(tǒng)的基本原理 信道估計從大的角度可以分為非盲估計和盲估計以及在此基礎上產(chǎn)生的半盲估計。但是顯然，導頻信息占用了信息比特，降低了信 道傳輸?shù)挠行?，浪費了帶寬?；谏鲜隼碛?，有人提出了半盲信道估計，它在數(shù)據(jù)傳輸效率和收斂速度上做一個折衷，即采用較少的訓練序列來獲得信道的信息。 在基于 OFDM 的新一代無線由于傳輸速率較高，并且需要使用相干檢測技術獲得較高的性能，因此通常使用非盲估計獲得較好的估計效果，這樣可以更好的跟蹤無線信道的變化，提高接收機性能。 迭代算法描述 OFDM 系統(tǒng)的基本框圖如圖 1 所示。補償后的信號為： 11()cY diag X a D H a Z??? ? ? (6) 從補償后的信號中抽取導頻信息，并進行初始信道估計。硬判決后的數(shù)據(jù)插入導頻信息，經(jīng) IFFT 變換后再次經(jīng)歷與發(fā)送端相同的限幅濾波，從而獲得估計的非線性失真信息。隨著迭代次數(shù)的增加，經(jīng)判決得到的數(shù)據(jù) ()idXn的誤碼率逐漸降低，并最終達到穩(wěn)定。 具 體算法描述如下，初始化 2, 0 , 0ippX X D i? ? ?。 2?D 為估計的非線性失真信息， i為迭代次數(shù)。從 cY 中抽取導頻信號 pY 。 1? ? ()i H i H ip p p p pH F F H F F d ia g X Y?? ? ? ? (7) 式中： F為 N N的傅里葉變換矩陣 ； HpF 為 P P的傅里葉變換矩陣的共軛轉(zhuǎn)置。 P為導頻序列的個數(shù)， L為多徑信道的徑數(shù)。根據(jù)估計的信道響應 ?iH ，對信號 icY 進行迫零均衡。 步驟 4：基于最短歐式距離的無編碼約束的符號硬判決。 導頻結(jié)構 本文采用的導頻結(jié)構為 Barhumi等提出的塊狀導頻符號。假設接收機不知道信道的任何先驗統(tǒng)計信息，可以在每幀數(shù)據(jù)區(qū)前均放置導頻符號，用于在 頻域內(nèi)對信道進行 MMSE準則的估計，而不需要任何已知的信道統(tǒng)計信息。本文采用的 2發(fā) 2收 MIMOOFDM系統(tǒng)中，所有插入的導頻如圖 3所示。 算法選擇 MAP迭代譯碼算法 文獻 [5]提出了在多徑衰落信道環(huán)境中利用 Turbo譯碼模塊軟信息的迭代判決反饋信道估計方法。圖 2所示的空時編碼 OFDM系統(tǒng)接收機框圖主要由 3個模塊組成：空時信號檢測模塊、信道估計模塊和 MAP譯碼模塊。 空時信號檢測模塊利用接收信號和初始信道估計值進行信號檢測，其中初始信道估計值由 LS算法得到。將軟信息按照 Turbo編碼器的結(jié)構進行重構、 信道交織和空時編碼，然后反饋到信道估計模塊，更新上一次的信道估計值。同時，由于算法利用了 LogMAP譯碼的校驗位信息，減小了接收端重構時造成的誤差傳播，使得信道估計模塊利用正確譯碼信息的概率增加。經(jīng)過 q次迭代后， Turbo譯碼器輸出的碼字符號的對數(shù)似然比可以表示為 1( ) ( )1( ) ( , ) ( )( ) ( ) l og ( 5 )( ) ( , ) ( )k k kgqqk c k e k k k kgs s s sL d L z L d