【正文】 流：網(wǎng)側(cè)電感L2和電容C分別對開關(guān)紋波呈現(xiàn)高阻和低阻，兩者相互配合實現(xiàn)對高頻紋波的并聯(lián)分流，保證了良好的濾波器效果。網(wǎng)側(cè)電感L2有時可以用電網(wǎng)側(cè)電感Ls代替，但是Ls不能太小。缺點：在逆變器并網(wǎng)運行時，由于濾波電容C的存在不可避免的影響入網(wǎng)電流質(zhì)量。優(yōu)點：當逆變器并網(wǎng)運行時，可以忽略濾波電容的影響，相當于單L濾波并網(wǎng)，控制器易于設(shè)計。圖31 三種不同形式的并網(wǎng)濾波器1. L濾波器優(yōu)點：結(jié)構(gòu)簡單、控制特性好缺點：；，則增大電感量，使體積加大，在濾波器上產(chǎn)生較大的壓降，消耗無功增加；。通過綜合選擇，確定雙極性倍頻SPWM調(diào)制為本文所采取的調(diào)制方式。在小功率逆變電路中，從降低電路成本考慮，一般采用半橋逆變主電路和雙極性SPWM調(diào)制的方式。由于在正半周內(nèi),的高電平區(qū)恒寬于的低電平區(qū)，所以TT3沒有同時導(dǎo)通的時刻而使得輸出電壓中只包含和0兩個電平，而在負半周則輸出圖電壓中只包含0和兩個電平，所以這也是一種三態(tài)調(diào)制。輸出電壓的正半周實際上是由信號、的與邏輯決定的。從上述過程中看出，在輸出波形中包含有，0和三個狀態(tài)，因此這種調(diào)制方式也被稱為三態(tài)調(diào)制（對應(yīng)得，雙極性調(diào)制也被稱為兩態(tài)調(diào)制）圖28 單極性SPWM調(diào)制原理在前面介紹的兩種SPWM調(diào)制方式中，橋臂中點間輸出電壓的頻率與器件的開關(guān)頻率相同，而倍頻式SPWM調(diào)制則可以在不改變器件開關(guān)頻率的條件下使得橋臂中點間輸出電壓的頻率提高一倍，從而可以在不增加開關(guān)損耗的情況下將諧波頻率提高一倍，大大減小了輸出濾波器的體積。當時，T3一直截止而T4一直導(dǎo)通，此時當時，開關(guān)管T1導(dǎo)通而T2截至，橋臂中點間電壓；當時，開關(guān)管T1截止而T2導(dǎo)通，橋臂中點間電壓。下面是單極性SPWM調(diào)制方式的原理：圖23為單極性SPWM調(diào)制原理圖，這種調(diào)制方式使用半波三角波作為載波，當大于零時，載波為正的半波；當小于零時，載波為負的半波。圖27 雙極性SPWM調(diào)制原理由上圖可見，當時，開關(guān)管TT4 導(dǎo)通而TT3截至，橋臂中點間電壓；當時，開關(guān)管TT4截止而TT3導(dǎo)通，橋臂中點間電壓。載波為全波三角波，頻率為,幅值為。SPWM可分為雙極性SPWM調(diào)制，單極性SPWM調(diào)制和單極性SPWM倍頻調(diào)制三種，半橋逆變電路只能使用雙極性SPWM調(diào)制而全橋逆變電路則三種調(diào)制方式均用[10]。 逆變器的SPWM調(diào)制方式分析SPWM(正弦脈寬調(diào)制)是調(diào)制波為正弦波，載波為三角波的一種脈寬調(diào)制法，這項技術(shù)的特點是原理簡單，通用性強，控制和調(diào)節(jié)性能好，具有消除諧波、調(diào)節(jié)和穩(wěn)定輸出電壓的多種作用，是一種比較好的波形改善法。 環(huán)路的鎖定狀態(tài)是對輸入信號的頻率和相位不變而言的，若環(huán)路輸入的是頻率和相位不斷變化的信號，而且環(huán)路能使壓控振蕩器的頻率和相位不斷地跟蹤輸入信號的頻率和相位變化，則這時環(huán)路所處的狀態(tài)稱為跟蹤狀態(tài)。環(huán)路一旦進入鎖定狀態(tài)后，壓控振蕩器的輸出信號與環(huán)路的輸入信號（參考信號）之間只有一個固定的穩(wěn)態(tài)相位差，而沒有頻差存在。當有頻率為的參考信號輸入時，和同時加到鑒相器進行鑒相。當沒有基準（參考）輸入信號時，環(huán)路濾波器的輸出為零（或為某一固定值）。 圖26 鎖相圖的基本方框圖鎖相環(huán)的工作原理： 1. 壓控振蕩器的輸出經(jīng)過采集并分頻； 2. 和基準信號同時輸入鑒相器； 3. 鑒相器通過比較上述兩個信號的頻率差，然后輸出一個直流脈沖電壓； 4. 控制VCO，使它的頻率改變； 5. 這樣經(jīng)過一個很短的時間，VCO 的輸出就會穩(wěn)定于某一期望值。它由以下三個基本部件組成：鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LPF）和壓控振蕩器（VCO）。因為每塊板卡的采樣時鐘都是同步的，所以都能嚴格地在同一時刻進行數(shù)據(jù)采集。 在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，鎖相環(huán)是一種非常有用的同步技術(shù)，因為通過鎖相環(huán)，可以使得不同的數(shù)據(jù)采集板卡共享同一個采樣時鐘。因鎖相環(huán)可以實現(xiàn)輸出信號頻率對輸入信號頻率的自動跟蹤，所以鎖相環(huán)通常用于閉環(huán)跟蹤電路。 鎖相環(huán)路是一種反饋電路，鎖相環(huán)的英文全稱是PhaseLocked Loop,簡稱PLL。可以看出，基于LCL 濾波器的PWM整流器是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統(tǒng)。因此，對此狀態(tài)方程進行abc→αβ 變換，按照式（216），（217）的轉(zhuǎn)換矩陣，可得αβ坐標系下的LCL 濾波器狀態(tài)空間方程為： （223） 然后進行αβ →dq根據(jù)式（220），（221）的變換矩陣，可得dq坐標系下的LCL濾波器狀態(tài)空間方程為： （224）式中:——三相電網(wǎng)電壓的基波角頻率 ——三相電網(wǎng)電壓矢量的d，q 軸分量——三相濾波電容電壓矢量的d，q 軸分量——整流器交流側(cè)電壓矢量的d，q 軸分量 ——三相電網(wǎng)電流矢量的d，q 軸分量——整流器交流側(cè)電流矢量的d，q 軸分量 由式（224） 所示的LCL 濾波器的結(jié)構(gòu)框圖。電抗器 L 除濾波外，還具有升壓及能量交換功能， 、 用于濾除高次諧波，滿足電網(wǎng)對電流諧波的要求。 基于LCL濾波器的PWM逆變器數(shù)學模型LCL 濾波的高頻PWM逆變器拓撲結(jié)構(gòu)如圖24 所示。下面對三相橋式逆變電路的輸出電壓進行定量分析，把輸出線電壓展開成傅里葉級數(shù)得： （25）式中，k為自然數(shù)輸出線電壓有效值為： （26）其中基波幅和基波有效值分別為 （27） （28）下面再來對負載相電壓進行分析，把展開成傅里葉級數(shù)得： （29）式中，k為自然數(shù)負載相電壓有效值為 （210）其中基波幅值和基波有效值分別為 （211） （212）在上述180176。把橋臂5的電流加起來，就可得到直流側(cè)電流的波形，每隔60176。的上升段即為橋臂1導(dǎo)電的區(qū)間，其中時為導(dǎo)通，的下降段即為橋臂4導(dǎo)電的區(qū)間，其中時為導(dǎo)通。負載參數(shù)已知時，可以由的波形求出U相電流的波形。 負載線電壓可由下式求出 （21） 該負載中點N與直流電源假想中點之間的電壓為，則負載各相的相電壓分別為 （22）把上面各式相加并整理可求得 （23）設(shè)負載為三相對稱負載，則有，故可得 （24） 的波形為矩形波，但其頻率為頻率的3倍，幅值為其1/3，即為 。下面來分析電壓型三相橋式逆變電路的工作波形，對于U相來說，當橋臂1導(dǎo)通時，當橋臂4導(dǎo)通時， 因此，的波形是幅值為的矩形波。同一相即同一半橋的上下兩個臂交替導(dǎo)電，各相開始導(dǎo)電的角度一次相差120176。圖23 三相全橋逆變器 逆變器的工作原理[4]用三個單相逆變電路可以組合成一個三相逆變電路，但在三相逆變電路中，應(yīng)用最廣的還是三相橋式逆變電路，采用IGBT作為開關(guān)器件的電壓型三相橋式逆變電路如圖23所示的直流側(cè)通常只有一個電容器件就可以了，但為了分析方便，畫作串聯(lián)的兩個電容器并標出了假想中點，和單相半橋、全橋逆變電路相同，電壓型三相橋式逆變電路的基本工作方式也是180176。三相半橋的也具有較強的帶不平衡負載能力,但這會大大增加系統(tǒng)的體積和重量。這種拓撲結(jié)構(gòu)存在直流側(cè)中點電壓偏移問題,需要保證直流側(cè)的兩個串聯(lián)電解電容足夠大,才能夠?qū)崿F(xiàn)兩個電容上平均分擔直流電壓。該電路的優(yōu)點是控制簡單、易于模塊化、具有N+1個模塊冗余技術(shù),而缺點是元器件數(shù)較多、成本高。圖21 組合式逆變器組合式逆變器一般由三個相同的單相低頻環(huán)節(jié)或高頻環(huán)節(jié)逆變器星形聯(lián)結(jié)構(gòu)成,且能夠?qū)崿F(xiàn)單相和三相四線制供電。按逆變器拓撲結(jié)構(gòu)分類有組合式、半橋式和全橋式逆變器。按逆變器輸出電壓或電流的波形分，可分為正弦波輸出逆變器和非正弦波輸出逆變器。按直流電源分，可分為電壓源型逆變器（VSI）和電流源型逆變器（CSI）。又可將其歸納為“半控型”逆變器和“全控制”逆變器兩大類。按逆變器主電路的形式分，可分為單端式逆變器，推挽式逆變器、半橋式逆變器和全橋式逆變器。凡將逆變器輸出的電能向工業(yè)電網(wǎng)輸送的逆變器，稱為有源逆變器；凡將逆變器輸出的電能輸向某種用電負載的逆變器稱為無源逆變器。按逆變器輸出的相數(shù)分，可分為單相逆變器、三相逆變器和多相逆變器。工頻逆變器的頻率為50～60Hz的逆變器；中頻逆變器的頻率一般為40Hz到十幾kHz；高頻逆變器的頻率一般為十幾kHz到MHz。逆變器的種類很多，可按照不同的方法進行分類。我們處在一個“移動”的時代，移動辦公，移動通訊，移動休閑和娛樂。簡單地說，逆變器就是一種將低壓(12或24伏或48伏)直流電轉(zhuǎn)變?yōu)?20伏交流電的電子設(shè)備。  2. PWM逆變器的原理及數(shù)學模型三閉環(huán)的控制策略是專門針對LCL 濾波器提出的，這種控制策略對不平衡電網(wǎng)電壓有較強的魯棒性，但是其原理復(fù)雜，控制器較難設(shè)計；直接功率控制是近年來較為新穎的一種控制策略，它是從常規(guī)三相電壓源型PWM逆變器的控制中延伸而來，控制原理和結(jié)構(gòu)簡單，采用查表技術(shù)，也便于數(shù)字實現(xiàn)，但其開關(guān)頻率不固定給濾波器參數(shù)選擇帶來一定困難。但實驗結(jié)果證明，該方法對于不平衡電網(wǎng)電壓有較強的魯棒性。在矢量控制的基礎(chǔ)上引入了電容電流內(nèi)環(huán)提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。最后，電容電流給定和反饋的偏差經(jīng)過三個比例調(diào)節(jié)器作SVPWM 的電壓控制信號。電流控制采用雙內(nèi)環(huán)的控制結(jié)構(gòu)，第一內(nèi)環(huán)是網(wǎng)側(cè)電流內(nèi)環(huán)，第二內(nèi)環(huán)是電容電流內(nèi)環(huán)。這也是首次針對不平衡電網(wǎng)電壓提出的控制策略。2005年， 和Jan Svensson 提出了改進的正負序電流獨立控制策略，這種控制策略的原理跟基于L濾波器的原理相似。（4）基于三閉環(huán)的電網(wǎng)不平衡控制策略在實際系統(tǒng)中，三相電網(wǎng)電壓不可能完全對稱。其優(yōu)點是，減少了傳感器的數(shù)量，只需要檢測網(wǎng)側(cè)電壓和電流，其余量由狀態(tài)估計器算出。改進的無差拍控制策略通過反饋電容電壓將其引入到控制策略中，使控制效果更好。2004，F(xiàn)elipe Espinosa 等人提出了改進的矢量無差拍控制策略。（3）基于無源阻尼的無差拍控制策略 為了便于矢量控制的數(shù)字化實現(xiàn)，1998 年，Michael Lindgren 和Jan Svensson 提出了基于LCL 濾波器的斬波器的無差拍控制。網(wǎng)側(cè)虛擬磁鏈估算中用電網(wǎng)電流和電容電流來估算PWM 整流器交流側(cè)電流。將有功、無功功率減去阻尼分量后就可以避免諧振問題。通過檢測交流側(cè)電流和直流側(cè)電壓來估算系統(tǒng)的虛擬磁鏈，從而算出系統(tǒng)的有功、無功功率，然后與給定值進行比較，偏差值送入開關(guān)狀態(tài)選擇表，產(chǎn)生控制脈沖。該方法設(shè)計了基于直接功率控制的有源阻尼方法來抑制LCL濾波器的諧振。但是傳統(tǒng)的直接功率控制策略沒有電流內(nèi)環(huán)，不能采用已有的有源阻尼方法。(1)基于無源阻尼的直接電流控制策略 直接電流控制通過電流反饋閉環(huán)控制直接調(diào)節(jié)電流，具有動態(tài)響應(yīng)快、受系統(tǒng)參數(shù)影響小等特點，是目前常用的電流控制方案，然而無論采用P、PI還是PID調(diào)節(jié)均無法使系統(tǒng)穩(wěn)定，并網(wǎng)逆變器LCL接口直接輸出電流控制穩(wěn)定性問題簡單直接的解決方案是LCL串聯(lián)電阻形成無源阻尼PD衰減諧振峰值，增大相角裕度，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性?；贚CL 濾波器的PWM 整流器控制策略的另一個研究熱點就是不平衡控制，現(xiàn)有的不平衡控制策略有改進的正負序電流獨立控制策略和三閉環(huán)控制策略等。常見的有超前網(wǎng)絡(luò)法，虛擬電阻法，基于遺傳算法的有源阻尼法。無源阻尼法可用于任何成熟的控制策略，最常見的是基于無源阻尼的無差拍控制；另一種方法叫做“有源阻尼法”，它是通過修正控制算法使系統(tǒng)達到穩(wěn)定，消除共振作用，該方法通過增加控制的復(fù)雜性避免無源阻尼的損耗問題。一般采用在已有控制策略的基礎(chǔ)上增加阻尼作用來解決這個問題。 由于LCL 濾波器的濾波電容的分流作用，使整流器的電流控制系統(tǒng)由一階變?yōu)槿A，控制更為復(fù)雜，并且在某些高次諧波電流下，LCL 濾波器的總阻抗接近零，將導(dǎo)致諧振效應(yīng)，影響系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。不過，LCL 濾波器本身存在著諧振問題，PWM整流器如同一個諧波源，電流中某次諧波可能會對濾波器產(chǎn)生激勵，從而發(fā)生諧振，導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定，輸入電流諧波畸變率增大。1995年， 濾波器代替原有的單電感濾波器，來解決上述問題。此外，電抗器的體積和重量很大，造價也比較高。通過加大網(wǎng)側(cè)濾波電感的值，可以減小諧波。該諧波進入電網(wǎng)后會影響電網(wǎng)上對電磁干擾敏感的負載，也會產(chǎn)生損耗。三相電壓型PWM整流器拓撲結(jié)構(gòu)成為交流勵磁雙饋發(fā)電機變速恒頻風力發(fā)電系統(tǒng)中變流器的首選。特別是近年來，隨著風力發(fā)電的快速發(fā)展，交流勵磁雙饋發(fā)電機變速恒頻風力發(fā)電系統(tǒng)得到了廣泛的關(guān)注和深入的研究。具體器件的開關(guān)順序選擇，根據(jù)控制目的的不同也存在多種控制方式，如方波逆變控制，正弦波PWM逆變控制等。電壓型逆變器一般需要在直流側(cè)接有平波電容，根據(jù)器件的開關(guān)動作，輸出一連串的方波電壓，方波的幅值嵌位在直流電壓上逆變器是個電壓源。其他分類方法就主電路拓撲結(jié)構(gòu)而言，均可歸類于電流型或電壓型PWM逆變器之列。根據(jù)直流儲能元件的不同，PWM逆變器又分為電壓型PWM逆變器和電流型PWM逆變器。此外，由于軟開關(guān)技術(shù)(ZVS、ZCS)在減小開關(guān)損耗、抑制電磁