【正文】 ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? （ 417） 式（ 416）、式（ 417）有 ??sdu 、 ?dx 兩項，故是非線性化方程，為了線性化，假設(shè)動態(tài)分量遠(yuǎn)小于穩(wěn)態(tài)量，即 ? 1ssuu ， ? 1dd ， ? 1xx ，則 ??sdu 、 ?dx 可以忽略，同時記 39。1 2 1 2 1 2 1 2? ?? ? ?( ) ( ) ( ) ( )y y d C d C x d C d C x C C x d C C x d? ? ? ? ? ? ? ? ?（ 416） 將穩(wěn)態(tài)分量與擾動分量分離成二組 方程，其中 擾動 方程即為式（ 417）、（ 418）， 擾動方程如下 ： ? ?39。1 2 1 2 1 2 1 21 2 1 2 1 2 1 2? ? ?( ) ( ) ( ) ( )? ? ?? ?[ ( ) ( ) ( ) ( )SSSd x x dA d A x dB d B u dA d A x dB d B udtA A x B B d A A dx B B du? ? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ?（ 415） 39。 39。?d d d?? ?x x x?? ?s s su u u?? ?y y y?? 將以上式子代入式（ 417）、（ 418）得 ： . . ? ?39。 1dd?? 現(xiàn)在對基本狀態(tài)平均方程組施加擾動， ?d d d?? 39。1 2 1 2( ) ( ) sx d A d A x d B d B u? ? ? ? ? （ 413） 同理可得 39。 在 0s≤ t ≤ dT 期間 ： ? ?1 1011 0LLscCdiidt L uLd u uC R Cdt?? ??? ???????? ?????? ???????? ??? ???? ???? （ 45） 0110O LCsu iui?? ????? ???? ???????? （ 46） 簡寫成 11sx Ax Bu? ?? （ 47） 1y Cx? （ 48） 在 dT≤ t ≤Ts 期間 ? ?100100LLscCdiidt L ud u uLdt?? ????????? ?????? ????? ? ? ??? ??????? ???? （ 49） 0110O LCsu iui?? ????? ???? ???????? （ 410） 簡寫成 22sx A x B u? ?? （ 411） 2y Cx? （ 412） 將式（ 411）、（ 415）按占空比的影響求平均值，得到下式 39。 下面以此電路模 型為基礎(chǔ)推導(dǎo) Buck 的狀態(tài)空間表達(dá)式。因此分析 Buck 變換器模型可以得到正激變換器的具體工作過程。. . 第 4章 主電路小信號模型分析和補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計 正激變換器小信號模型推導(dǎo)與分析 由于雙管正激變換器的兩個開關(guān)管是同時開通和關(guān)斷的，因此其工作過程和單管正激變換器幾乎沒有區(qū)別，而正激變換器又是從 Buck 變換器變化而來， Buck 電路如下圖所示。 本章小結(jié) 本章主要是通過樣機參數(shù)的指標(biāo)， 分別設(shè)計了主電路中的一些重要參數(shù)和 控制電路中比較重要的參數(shù)。該電路的優(yōu)點是該電路只使用一個 +15V 電源，即為單電源。 C 為隔直電容， R R3 為柵極驅(qū)動電阻， 目的是防止電流尖峰引起的高頻 振蕩。 2)輸入為 3525 輸出的方波信號，由于主功率管均為電壓型控制單極型功率器件， 3525 提供的兩個圖騰柱輸出級電路結(jié)構(gòu)不太適用， 因此經(jīng)對管Q Q2 驅(qū)動 。 V C CQ 1Q 2CR 1R 2R 3R 4D 1D 2D 3D 4 圖 33 主功率管驅(qū)動電路 . . 如圖 3— 3 所示是一路雙管正激電路的兩個主功率管的驅(qū)動電路。檢測電壓送給LM31l 比較器并與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。假設(shè)電流互感器鐵芯 的工作磁導(dǎo)率很大， 當(dāng)互感器的原邊流過正脈沖電流 Ids 時， 副邊電流為Is=Ids/N， Is 在檢測電阻 R R6 上建立電 壓， Urs=Isr/N(R5=R6=R)， 原邊電流降到 0 很好地再現(xiàn)了原邊脈沖電流。 這里我們采用了 脈沖電流互感器， 套在功率 MOSFET 的漏極引線上，線上流過的電流是漏極電流 Ids。 霍爾電流傳感器是比較理想的快速電流檢測器件， 但價格較貴限制了它的應(yīng)用。目前可行的電流取樣器件有， 無感電阻、霍爾電流傳感器、普通的電流互感器。 P N P N P NP N P N P NV C C保 護(hù) 信 號V t r fV o u t驅(qū) 動驅(qū) 動E / A E / A +S Y N CO S C O U TC TR TD I S CS SV R E FV C CO U T BV CG N DO U T AS DC O M PU C 3 5 2 5 圖 31UC3525 外圍電路 V C CR 1R 2C 3R 3R 4T 1T 2R 5R 6C 1C 2 圖 32 過電流保護(hù)電路 . . 圖 3— 2 是原邊電流取樣電路。 P16 腳 Vref 提供 50mA 輸出能力的 高精度電壓基準(zhǔn)。要正常實現(xiàn)保護(hù)功能， 該端子的電流還要大于 。軟啟動端可以減小功率管的開機沖擊， 避免變壓器的雙倍磁通效應(yīng)。 軟啟動時間為 ： 661 0 1 0 3 .3 0 .6 65 0 1 0ts????? 軟啟動端電平拉低后驅(qū)動信號為 零 。 由于雙管正激變換器無直通現(xiàn)象， 且 3525 的輸出最大占空比小于 ，為了提高系統(tǒng)的動態(tài)相應(yīng)，可以盡量增大最大占空比，因此在設(shè)計時，將死區(qū)設(shè)置電阻 Rd 定位 0。 1. 頻率由 6 腳 TR 與 5 腳 TC 值決定。 UC3525能提供接近 50%的脈寬控制，可設(shè)定死區(qū)時間，對稱性好， 工作頻率可達(dá)400kHz，圖騰柱結(jié)構(gòu)輸出， 輸出能力達(dá) 500mA， 內(nèi)帶 2MHz 帶寬的放大器，軟啟動功能， Shutdowm 保護(hù)端功能。流過該二極管的最大電流為 IDFmax=IDRmax= 考慮到線路電感引起的電壓尖峰和反向恢復(fù)損耗可能會熱擊穿二極管，選取兩個 IXYS 公司的 DSEl30— 06 二極管串聯(lián) 。 流過整流管電流的瞬時值是流過開關(guān)管電流瞬時值的兩倍，則流 過整流管的最大電流為 I=2Iq= 承受的最大電壓也為 615V，選取 DSEl30—12 二極管。 根據(jù)整流后的最高輸入電壓為 615V,選取耐壓為 800V 的 MOSFET。 a、濾波電感 根據(jù)公式 (1 2 )2 sRDL f ??? ? （ 34） 其中 R 為 5? ， ? =1 對應(yīng)電感電流的臨界點， Sf =50KHZ，求 得 L=130uH。 由公式： 2ViVo DK? （ 31） 可得變壓器原副邊變比 K=N1:N2=，考慮到實際電路中會有一定的占空比丟失，取變比 K 為 2。 【 1】 a、占空比和變壓器變比的確定 控制芯片選用 UC3525， 試驗中它可以輸出最大占空比 D 為 ，開關(guān)頻率設(shè)計在 50K。 主電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計 主電路參 數(shù)設(shè)計時， 考慮穩(wěn)態(tài)時各元器件的電壓電流關(guān)系?？紤]到逆變器自身損耗， 將該 DC/DC 變換器平均輸出功率定為 3300W， 最大瞬時功率定為 6300W。. . 第 3章 電路參數(shù)設(shè)計 設(shè)計的技術(shù)指標(biāo) 交流 電壓 ： 380V177。 ②變壓器的磁化過 程。由于 這部分相對簡單，這里只是將半導(dǎo)體器件的電壓電流應(yīng)力和輸入輸出電壓的關(guān)系列出。 ③并聯(lián)結(jié)構(gòu)可以使每個并聯(lián)支路流過更小 的功率，消除變換器的“熱點”，使熱分布均勻， 提高可靠性。 而且，兩路交錯并聯(lián)雙管正激變換器相對于單路雙管正激變換器， 具有以下優(yōu)點 ： ①在同樣開關(guān)頻率下，輸出濾波電 感上電壓的頻率提高了一倍，這樣減小了輸出濾波電感的體積，同時輸入電流脈動頻率提高一倍，減小了輸入濾波器的體積， 從而進(jìn)一步減小整機的體積。 【 8】 電路特點分析 從以上分析可見， 雙路交錯并聯(lián)雙管正激 DC/DC 變換器交替工作，向副邊傳輸能量， 通過二極管 D D2 或 D D4 向電源回饋能量，實現(xiàn)鐵芯磁復(fù)位，電路結(jié)構(gòu)簡潔。 t2 時刻， Q Q4 的驅(qū)動脈沖為高電平， Q Q4 開通，開始工作與下半周期，兩路雙管正激變換器互換工作狀態(tài)，重復(fù)前半周期的工作過程。 D D2 開通， T1 的磁化電流通過 D D2 續(xù)流，線性減小，回饋電源。開關(guān)管 Q Q2 的驅(qū)動脈沖變?yōu)榈碗娖剑?Q Q2 關(guān)斷， T1 磁化電流從正向最大值線性下降 。 D7 關(guān)斷， D5 導(dǎo)通， 電源通過 T1 給副邊傳輸能量， T1 磁化電流從零線性上升 。負(fù)載電流 Io 通過 D7 續(xù)流 ， D D4 導(dǎo)通，磁化電流減小，變壓器 T2 實現(xiàn) 鐵心磁復(fù)位。 分析前做如下一些假設(shè)： ① 所有開關(guān)管，二極管均視為理想器件； ② L 足夠大，在一個開關(guān)周期中，其電流基本保持不變，這樣 L 和 C以及負(fù)載電阻可以看成是一個電流為 I0的恒流源。這是由于另 一路的存在，使得這路在變壓器去磁完畢后變壓器副邊不會被續(xù)流二極管短路，造成共用一個電感的交錯并聯(lián)雙管正激變換器的變壓器磁化曲線會運動到第三象限。 ⑤原邊續(xù)流二極管的電壓電流應(yīng)力 流過該二極管的電流是變壓器磁化電流， 其上的電壓是輸入電壓。 ② 關(guān)管的電壓電流應(yīng)力 當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時， 開關(guān)管上的電壓是輸入電壓 Vi， 當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時 ，流過開關(guān)管的電流是經(jīng)變壓器變換后的負(fù)載電流， 其有效值是 IoIq DK? ③副邊整流管的電壓電流應(yīng)力 流過整流管電流的有效值 DRI Io D? 對于兩路共用一個電感的拓?fù)鋪碚f，副邊整流二極管的電壓應(yīng)力是變壓器副邊電壓的兩倍。 Q Q D D2 與副邊拓?fù)錁?gòu)成一路雙管正激變換器， D D4 與副邊拓?fù)錁?gòu)成另一路雙管正激變換器 ， D D6 分別為這兩路變換器的副邊整流二極管， D7 為兩路空用的續(xù)流管， L、 C 分別為輸出濾波電感和濾波電容。②變壓器的磁化過程，由于交錯并聯(lián)雙管正激變 換器的變壓器有個短暫的反向磁化的過程，這是單路雙管正激變換器的變壓器所沒有的一個過程，因此這里單獨對變壓器的磁化過程進(jìn)行 了詳細(xì)的分析。由于這部分相對簡單， 這里只是將半導(dǎo)體器件的電壓電流應(yīng)力和輸入輸出電壓的關(guān)系列出。通過對它們性能的優(yōu)越性進(jìn)行比較，綜合考慮各種因數(shù)， 最終決定選用交錯并聯(lián)雙管正激變換器。 【 8】 本章小結(jié) 本章首先對幾種常見的 DC/DC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的工作原理進(jìn)行分析，并列舉出了各自的優(yōu)缺點。 兩路雙管正激變換器相當(dāng)于一個全橋電路，所用的器件數(shù)量基本相同，但是交錯并聯(lián)雙管正激變換器克服了全橋變換器的變壓器偏磁、橋臂直通和控制驅(qū)動復(fù)雜等缺點。 ③ 每個并聯(lián)支路流過更小的功率，消除變換器的“熱點 ”， 使熱 分布均勻， 。 與雙管正激變換器相比，正激變換器的交錯并聯(lián)具有許多優(yōu)點： ① 在同樣工作頻率下，與雙管正激變換器相比，輸出濾波電感上電壓的頻率提高了一倍，減小了輸出濾波電感的體積。 兩路正激變換器以相位相差 180176。 【 8】 7）交錯并聯(lián)雙管正激變換器 Q 1Q 2Q 3Q 4D 1D 2D 3D 4T 1T 2D 5D 6D 7LCRV i 圖 17 交錯并聯(lián)雙管正激變換器 如圖 17 所示： 、 Q D D2 與副邊拓?fù)錁?gòu)成一路雙管正激變換器， Q QD D4 與副邊拓?fù)錁?gòu)成另一路正激變換器， D D6 分別為這兩路正激變換器的副邊整流二極管， D7 為兩路共用的續(xù)流二極管， L、 C 分別為輸出濾. . 波電感和濾波電容。雙管正 激變換 器技術(shù)成熟， 在中等功率場合得到了廣泛的應(yīng)用。 雙管正激變換器的優(yōu)點 ： ① 電路結(jié) 構(gòu)簡潔，通過兩個二極管來提供勵磁電