【正文】 。g=tf(num,den)。則在零點fz1與fz2的增益為 (355) (356)，首先假設R2=10kΩ，則 (357) (358) (359) (360) (361)將式(357)~(361)代入式(348)，得 (362)補償網絡Gc(s)，MATLAB的程序如下：num= conv([ 1],[ 1])。補償網絡Gc(s)兩個零點頻率設計為原始回路函數Go(s)兩個相近的極點頻率的1/2，即為 (352)由于Go(s)沒有零點，則將Gc(s)的兩個極點設定為，以減小輸出高頻開關紋波。設加入補償網絡Gc(s)后，回路函數的增益交越頻率fg等于1/5的開關頻率fs，于是，增益交越頻率為 (351)如果加入補償網絡后回路增益函數以20dB/dec斜率處通過0dB線，則變換器系統(tǒng)將具有較好的相位裕量。在低頻時Go(s)，其斜率為40dB/dec。補償網絡輸出的正弦信號的相位在不同頻率范圍有落后又有超前于正弦輸入信號的特性，它結合超前補償與滯后補償的特性，發(fā)揮滯后補償特性提高靜態(tài)性能，利用超前補償特性提高相對穩(wěn)定性和動態(tài)性能。補償網絡的結構一般可以分為三種：超前補償網絡、滯后補償網絡和超前滯后補償網絡。margin(g)。den=[1e8, 1]。 (347)。要構成系統(tǒng)得閉環(huán)控制。鋸齒波uR(t)的一般表達式為 (341)在PWM中，當時，令，則有 (342)對式(342)兩邊取Z變換，得 (343)式(343)為PWM的離散數學模型。這就相當于用一個單位沖擊序列在t=nT (n=0,1,2…)時，對uc(t)信號進行采樣和保持。在以下分析里，uc(t)表示占空比的控制信號，uR(t)是鋸齒波信號，周期為T，即開關頻率的周期，峰峰值為VM。補償網絡對這個誤差進行放大后對系統(tǒng)進行適當的幅度和相位補償，滿足系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能指標。 電壓控制型開關調節(jié)系統(tǒng)結構示意圖，控制電路由控制器、PWM比較器、時鐘電路和觸發(fā)器組成。 功率電路的穩(wěn)態(tài)低頻小信號標準型電路 電壓控制脈寬調制器建模與系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)傳遞函數的建立。交流小信號的狀態(tài)方程與輸出方程的形式如下： (322a) (322b)根據(322)式中的狀態(tài)變量與輸出變量，對其做拉氏變換，設各狀態(tài)變量的初始值為零，則 (323) (324)聯立(323)、(324)，得： (325)(326)下面建立交錯并聯式雙管正激電路的穩(wěn)態(tài)低頻小信號標準型電路。將(36)和(37)式整理為狀態(tài)方程和輸出方程的形式，得 (38) (39)由式(38)和(39)得出ABC2和E2分別為： (310)根據式(35)和(310)求得矩陣A、B、C和E，分別為： (311) (312) (313) (314)與狀態(tài)向量和輸出向量相對應的直流分量向量分別為X=[1，V]T，U=[Vg]，和Y=[Ig，V]T。在CCM模式下，交錯并聯式雙管正激電路在一個周期內有兩個開關狀態(tài)。為了方便分析，特作如下假設：(1)所有開關器件皆為理想器件，即損耗為零；(2)擾動信號遠小于輸入穩(wěn)態(tài)信號；(3)變換器的開關頻率比低通濾波器的轉折頻率大得多。交錯并聯式雙管正激電路屬于Buck族，與Buck基本電路不同的是，它加入了變壓器進行了升壓和隔離。第3章 系統(tǒng)建模與控制電路的設計 功率電路建模本文使用狀態(tài)空間平均法對交錯并聯式雙管正激電路建立數學模型。 本章小結本章分析了功率電路的工作原理，并對一個周期內的不同狀態(tài)分別進行了等效電路分析。由濾波電路電壓脈動公式： (242)由式(241)、(242)得電容等效電阻ESR： (243)雖然電解電容的生產廠家不會明確給出電容的ESR值，但電容的為常數，約為本課題選擇，由式(243)中得到RESR=，得到C=。此時，占空比，在式(222)、(223)計算的范圍內。 (238) (239)其中，設二極管的通態(tài)壓降VD=；電感內阻的壓降VL=；開關管導通壓降VON=。現將本文的雙管正激變換電路等效為一個基本Buck電路，其Ui=1257/2=342V，U0=264V，Po=200W，fs=100kHz。(3) 副邊續(xù)流二極管的選取計算副邊續(xù)流二極管的最大反向耐壓： (236)計算最大電流有效值： (237)由二極管的反向恢復性，它存在電壓尖峰，因此，還是選取MUR8100這種快恢復二極管。取磁化電流的峰值等于5%的負載電流峰值，可得磁化電流的峰值為： (232)這里，磁化電流流經原邊續(xù)流二極管的時間為(1D)T，則可算出磁化電流有效值： (233)根據計算，選取續(xù)流二極管為肖特基二極管1n5822，最大反向耐壓為40V，最大平均電流為3A。因此，選取功率開關管IRL1004，它的最大漏源電壓UDSS=40V，最大漏極電流平均值ID=130A，Ciss=5330PF, Coss=1480PF, Crss=320PF, 導通電阻RD= 9mW，能夠滿足電路要求。得窗口利用系數為： (231)這說明，線圈能繞得下，變壓器設計全部完成。可采用原副邊夾繞的方法以減小漏感。 (224)N2邊的電流有效值： (225)原邊電流幅值： (226)取磁化電流Iu等于5%，則： (227)因此，流過原邊的有效值為： (228)由電流密度j=3 A/mm2，分別計算NN2的導線截面積： (229) (230)考慮到電流集膚效應，工作頻率為100kHZ時。有效占空比為： (222) (223)(4)導線線徑的計算與選定首先，計算原副邊線圈電流的有效值。(3)繞組計算，這里取10V計算，導通比選取最大值D=，按輸入電壓最低、輸出滿載的狀況，計算原、副邊線圈匝數： (220)原邊繞組匝數為：取N1=2匝。本設計取DB=2000GS，由并聯取輸出功率Po=200W，有：(219)其中，主功率管開關頻率為100kHZ，填充系數Kc= ，鐵芯窗口利用系數Ku=，導線的電流密度j=300A./cm2。本文選取的磁性材料是鐵氧體材料EE型的R2KBD，它的飽和磁密Bs達到510mT，盡管剩磁不是最低，但DB較大，且電阻率高，可工作于150kHZ的頻率以下，能夠滿足電路需求。在具體工程中應折中考慮。第二，為使鐵芯不發(fā)生飽和，必須取BmBs，即DBBsBr，但因如此，鐵芯利用率很低。在設計鐵芯時，為保證鐵芯工作時不發(fā)生飽和，取DB的值至少為BmBr。當原邊電壓為零時，B達到最小值，隨后增大至剩磁Br。，功率開關管開通，就產生了勵磁電流，B為磁感應強度，其值由剩磁Br開始線性增加，直到滿磁Bm。Ⅰ.變壓器鐵芯的工作狀態(tài)及要求由于功率電路變壓器的勵磁電壓是單向脈沖電壓，從而鐵芯的磁狀態(tài)工作于局部磁滯回線上。短路能力：輸出短路時具有電流限制能力，故障解除后能自然恢復。電源效率(η)：大于80%。輸出電壓( VO )：264VDC。 (214) [t5~t6] 主電路參數設計本設計應用目標為車載電源，電路等效于全橋整流電路，即264V。 (212) (213) [t4~t5]Ⅵ 模態(tài)6 [t5~t6]，開關管VV4截止，隨之DD4導通，VV4被箝位在，該支路開始續(xù)流，電能回饋電源。與此同時，開關管VV2截止，二極管DD2導通，儲存在變壓器T2原邊的電能通過DD2形成回路回饋電源，電流減小。電源與變壓器T1原邊線圈接通，勵磁電流上升。此刻，VV4上所加電壓為/2，并保持至下一個導通狀態(tài)。 (28)本模態(tài)持續(xù)時間為，因此在t3時刻： (29) [t2~t3]在此時段，D6截止，D7開通，副邊iL通過D7續(xù)流。由公式(23)~(25)，得出在t2時刻： (26) (27) [t1~t2]Ⅲ 模態(tài)3 [t2~t3]，開關管VV2截止，隨之DD2導通，VV2被箝位在，該支路開始續(xù)流，電能回饋電源。因為VV2的導通，使得副邊回路中續(xù)流二極管D7不工作，D7上的電壓箝位在Ui/N，變壓器T1副邊電壓略小于/N，T1原邊電壓諧振至。與模態(tài)1不同的是，在t1時刻，變壓器T1原邊勵磁電流i1m(t1)降為0，DD4隨之截止，VV4漏源結電容CVCV4開始諧振。I1M(max)為L1M在SS2導通那一瞬間的電流值。在本模態(tài)時段中，DDV3和V4上承受輸入電壓，而D5要承受變壓器副邊電壓的兩倍。副邊電路中整流二極管D6導通，續(xù)流二極管D7截止，負載兩端電壓上升。Ⅰ模態(tài)1 [t0~t1]，在t0時刻，開關管VV2導通，二極管DD2截止。VV1,2，VV3,4分別為開關管VVVV4兩端的電壓。在進行具體的工程計算之前，先在理想狀態(tài)下分析電路工作原理。電感器L1是濾波電感，C2是輸出濾波電容。因為有能量釋放通路，變壓器初級無須再有復位繞組，同時DDDD4的導通限制了兩個調整管關斷時所承受的電壓。第2章 功率電路狀態(tài)分析及其參數設置 功率電路結構及其工作原理分析，電路采用兩路并聯結構，變壓器起隔離和變壓的作用。最后第五章總結了全文。第三章詳細推導了電路數學模型，設計補償網絡。放大器PWM控制器功率電路電壓檢測電路Vg ~過流保護UiUo_+ 電壓控制框圖本文第一章敘述了本課題研究的意義，列舉并比較了各種拓撲，給出了課題研究方案。芯片采用UC3825電壓型脈寬調制器。本課題的控制電路包括PWM控制器電路、電壓檢測電路、補償網絡、過流保護以及開關管的驅動電路等部分構成。同時，主功率管只需承受電源電壓，從而選擇面更廣。第六，該結構可以使每個并聯支路流過的功率更小，從而使熱分布均勻，消除變換器的“熱點”，減小了功率器件的功率損耗，能充分發(fā)揮低功率、高速半導體器件的作用，進一步提高了設計整體的開關頻率，縮小了變壓器的體積。第五，兩路并聯的結構使輸出電壓占空比翻倍，整流側的輸出電壓占空比可在0~1之間變化，既提高了電路響應能力，又簡化了驅動設計。第四，本課題采用兩個并聯單元以相位相差180176。第二，與單端正激式DC/DC變換器相比，它無須復位電路，這有利于簡化電路和變壓器的設計；其功率器件可選擇較低的耐壓值；其功率等級也會很大。電路的每一條支路都由一個功率開關管和一個二極管組成，不會有直通現象。 滯環(huán)電流控制模式，綜合各方面因素，本文選擇交錯并聯式雙管正激變換器作為研究對象。 平均電流控制模式(4)滯環(huán)電流控制模式滯環(huán)電流模式控制模式，將電感電流信號與兩個電壓值進行比較，較大的控制電壓值Vmax由輸出電壓與基準電壓的差值經放大器放大得到，它控制開關管的關斷時刻；較小的電壓值Vmin由控制電壓Vmax減去一個固定電壓值