【正文】 =tf(num,den)。則在零點(diǎn)fz1與fz2的增益為 (355) (356)，首先假設(shè)R2=10kΩ，則 (357) (358) (359) (360) (361)將式(357)~(361)代入式(348)，得 (362)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)，MATLAB的程序如下：num= conv([ 1],[ 1])。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)兩個(gè)零點(diǎn)頻率設(shè)計(jì)為原始回路函數(shù)Go(s)兩個(gè)相近的極點(diǎn)頻率的1/2，即為 (352)由于Go(s)沒(méi)有零點(diǎn)，則將Gc(s)的兩個(gè)極點(diǎn)設(shè)定為，以減小輸出高頻開(kāi)關(guān)紋波。設(shè)加入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)后，回路函數(shù)的增益交越頻率fg等于1/5的開(kāi)關(guān)頻率fs，于是，增益交越頻率為 (351)如果加入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)后回路增益函數(shù)以20dB/dec斜率處通過(guò)0dB線，則變換器系統(tǒng)將具有較好的相位裕量。在低頻時(shí)Go(s)，其斜率為40dB/dec。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)輸出的正弦信號(hào)的相位在不同頻率范圍有落后又有超前于正弦輸入信號(hào)的特性，它結(jié)合超前補(bǔ)償與滯后補(bǔ)償?shù)奶匦?，發(fā)揮滯后補(bǔ)償特性提高靜態(tài)性能，利用超前補(bǔ)償特性提高相對(duì)穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)性能。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)一般可以分為三種：超前補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)和超前滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。margin(g)。den=[1e8, 1]。 (347)。要構(gòu)成系統(tǒng)得閉環(huán)控制。鋸齒波uR(t)的一般表達(dá)式為 (341)在PWM中，當(dāng)時(shí)，令，則有 (342)對(duì)式(342)兩邊取Z變換，得 (343)式(343)為PWM的離散數(shù)學(xué)模型。這就相當(dāng)于用一個(gè)單位沖擊序列在t=nT (n=0,1,2…)時(shí)，對(duì)uc(t)信號(hào)進(jìn)行采樣和保持。在以下分析里，uc(t)表示占空比的控制信號(hào)，uR(t)是鋸齒波信號(hào)，周期為T(mén)，即開(kāi)關(guān)頻率的周期，峰峰值為VM。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)對(duì)這個(gè)誤差進(jìn)行放大后對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行適當(dāng)?shù)姆群拖辔谎a(bǔ)償，滿足系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能指標(biāo)。 電壓控制型開(kāi)關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖，控制電路由控制器、PWM比較器、時(shí)鐘電路和觸發(fā)器組成。 功率電路的穩(wěn)態(tài)低頻小信號(hào)標(biāo)準(zhǔn)型電路 電壓控制脈寬調(diào)制器建模與系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)傳遞函數(shù)的建立。交流小信號(hào)的狀態(tài)方程與輸出方程的形式如下： (322a) (322b)根據(jù)(322)式中的狀態(tài)變量與輸出變量，對(duì)其做拉氏變換，設(shè)各狀態(tài)變量的初始值為零，則 (323) (324)聯(lián)立(323)、(324)，得： (325)(326)下面建立交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路的穩(wěn)態(tài)低頻小信號(hào)標(biāo)準(zhǔn)型電路。將(36)和(37)式整理為狀態(tài)方程和輸出方程的形式，得 (38) (39)由式(38)和(39)得出ABC2和E2分別為： (310)根據(jù)式(35)和(310)求得矩陣A、B、C和E，分別為： (311) (312) (313) (314)與狀態(tài)向量和輸出向量相對(duì)應(yīng)的直流分量向量分別為X=[1，V]T，U=[Vg]，和Y=[Ig，V]T。在CCM模式下，交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路在一個(gè)周期內(nèi)有兩個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)。為了方便分析，特作如下假設(shè)：(1)所有開(kāi)關(guān)器件皆為理想器件，即損耗為零；(2)擾動(dòng)信號(hào)遠(yuǎn)小于輸入穩(wěn)態(tài)信號(hào)；(3)變換器的開(kāi)關(guān)頻率比低通濾波器的轉(zhuǎn)折頻率大得多。交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路屬于Buck族，與Buck基本電路不同的是，它加入了變壓器進(jìn)行了升壓和隔離。第3章 系統(tǒng)建模與控制電路的設(shè)計(jì) 功率電路建模本文使用狀態(tài)空間平均法對(duì)交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路建立數(shù)學(xué)模型。 本章小結(jié)本章分析了功率電路的工作原理，并對(duì)一個(gè)周期內(nèi)的不同狀態(tài)分別進(jìn)行了等效電路分析。由濾波電路電壓脈動(dòng)公式： (242)由式(241)、(242)得電容等效電阻ESR： (243)雖然電解電容的生產(chǎn)廠家不會(huì)明確給出電容的ESR值，但電容的為常數(shù)，約為本課題選擇，由式(243)中得到RESR=，得到C=。此時(shí)，占空比，在式(222)、(223)計(jì)算的范圍內(nèi)。 (238) (239)其中，設(shè)二極管的通態(tài)壓降VD=；電感內(nèi)阻的壓降VL=；開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通壓降VON=?，F(xiàn)將本文的雙管正激變換電路等效為一個(gè)基本Buck電路，其Ui=1257/2=342V，U0=264V，Po=200W，fs=100kHz。(3) 副邊續(xù)流二極管的選取計(jì)算副邊續(xù)流二極管的最大反向耐壓： (236)計(jì)算最大電流有效值： (237)由二極管的反向恢復(fù)性，它存在電壓尖峰，因此，還是選取MUR8100這種快恢復(fù)二極管。取磁化電流的峰值等于5%的負(fù)載電流峰值，可得磁化電流的峰值為： (232)這里，磁化電流流經(jīng)原邊續(xù)流二極管的時(shí)間為(1D)T，則可算出磁化電流有效值： (233)根據(jù)計(jì)算，選取續(xù)流二極管為肖特基二極管1n5822，最大反向耐壓為40V，最大平均電流為3A。因此，選取功率開(kāi)關(guān)管IRL1004，它的最大漏源電壓UDSS=40V，最大漏極電流平均值ID=130A，Ciss=5330PF, Coss=1480PF, Crss=320PF, 導(dǎo)通電阻RD= 9mW，能夠滿足電路要求。得窗口利用系數(shù)為： (231)這說(shuō)明，線圈能繞得下，變壓器設(shè)計(jì)全部完成?？刹捎迷边厞A繞的方法以減小漏感。 (224)N2邊的電流有效值： (225)原邊電流幅值： (226)取磁化電流Iu等于5%，則： (227)因此，流過(guò)原邊的有效值為： (228)由電流密度j=3 A/mm2，分別計(jì)算NN2的導(dǎo)線截面積： (229) (230)考慮到電流集膚效應(yīng)，工作頻率為100kHZ時(shí)。有效占空比為： (222) (223)(4)導(dǎo)線線徑的計(jì)算與選定首先，計(jì)算原副邊線圈電流的有效值。(3)繞組計(jì)算，這里取10V計(jì)算，導(dǎo)通比選取最大值D=，按輸入電壓最低、輸出滿載的狀況，計(jì)算原、副邊線圈匝數(shù)： (220)原邊繞組匝數(shù)為：取N1=2匝。本設(shè)計(jì)取DB=2000GS，由并聯(lián)取輸出功率Po=200W，有：(219)其中，主功率管開(kāi)關(guān)頻率為100kHZ，填充系數(shù)Kc= ，鐵芯窗口利用系數(shù)Ku=，導(dǎo)線的電流密度j=300A./cm2。本文選取的磁性材料是鐵氧體材料EE型的R2KBD，它的飽和磁密Bs達(dá)到510mT，盡管剩磁不是最低，但DB較大，且電阻率高，可工作于150kHZ的頻率以下，能夠滿足電路需求。在具體工程中應(yīng)折中考慮。第二，為使鐵芯不發(fā)生飽和，必須取BmBs，即DBBsBr，但因如此，鐵芯利用率很低。在設(shè)計(jì)鐵芯時(shí)，為保證鐵芯工作時(shí)不發(fā)生飽和，取DB的值至少為BmBr。當(dāng)原邊電壓為零時(shí)，B達(dá)到最小值，隨后增大至剩磁Br。，功率開(kāi)關(guān)管開(kāi)通，就產(chǎn)生了勵(lì)磁電流，B為磁感應(yīng)強(qiáng)度，其值由剩磁Br開(kāi)始線性增加，直到滿磁Bm。Ⅰ.變壓器鐵芯的工作狀態(tài)及要求由于功率電路變壓器的勵(lì)磁電壓是單向脈沖電壓，從而鐵芯的磁狀態(tài)工作于局部磁滯回線上。短路能力：輸出短路時(shí)具有電流限制能力，故障解除后能自然恢復(fù)。電源效率(η)：大于80%。輸出電壓( VO )：264VDC。 (214) [t5~t6] 主電路參數(shù)設(shè)計(jì)本設(shè)計(jì)應(yīng)用目標(biāo)為車載電源，電路等效于全橋整流電路，即264V。 (212) (213) [t4~t5]Ⅵ 模態(tài)6 [t5~t6]，開(kāi)關(guān)管VV4截止，隨之DD4導(dǎo)通，VV4被箝位在，該支路開(kāi)始續(xù)流，電能回饋電源。與此同時(shí)，開(kāi)關(guān)管VV2截止，二極管DD2導(dǎo)通，儲(chǔ)存在變壓器T2原邊的電能通過(guò)DD2形成回路回饋電源，電流減小。電源與變壓器T1原邊線圈接通，勵(lì)磁電流上升。此刻，VV4上所加電壓為/2，并保持至下一個(gè)導(dǎo)通狀態(tài)。 (28)本模態(tài)持續(xù)時(shí)間為，因此在t3時(shí)刻： (29) [t2~t3]在此時(shí)段，D6截止，D7開(kāi)通，副邊iL通過(guò)D7續(xù)流。由公式(23)~(25)，得出在t2時(shí)刻： (26) (27) [t1~t2]Ⅲ 模態(tài)3 [t2~t3]，開(kāi)關(guān)管VV2截止，隨之DD2導(dǎo)通，VV2被箝位在，該支路開(kāi)始續(xù)流，電能回饋電源。因?yàn)閂V2的導(dǎo)通，使得副邊回路中續(xù)流二極管D7不工作，D7上的電壓箝位在Ui/N，變壓器T1副邊電壓略小于/N，T1原邊電壓諧振至。與模態(tài)1不同的是，在t1時(shí)刻，變壓器T1原邊勵(lì)磁電流i1m(t1)降為0，DD4隨之截止，VV4漏源結(jié)電容CVCV4開(kāi)始諧振。I1M(max)為L(zhǎng)1M在SS2導(dǎo)通那一瞬間的電流值。在本模態(tài)時(shí)段中，DDV3和V4上承受輸入電壓，而D5要承受變壓器副邊電壓的兩倍。副邊電路中整流二極管D6導(dǎo)通，續(xù)流二極管D7截止，負(fù)載兩端電壓上升。Ⅰ模態(tài)1 [t0~t1]，在t0時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管VV2導(dǎo)通，二極管DD2截止。VV1,2，VV3,4分別為開(kāi)關(guān)管VVVV4兩端的電壓。在進(jìn)行具體的工程計(jì)算之前，先在理想狀態(tài)下分析電路工作原理。電感器L1是濾波電感，C2是輸出濾波電容。因?yàn)橛心芰酷尫磐?，變壓器初?jí)無(wú)須再有復(fù)位繞組，同時(shí)DDDD4的導(dǎo)通限制了兩個(gè)調(diào)整管關(guān)斷時(shí)所承受的電壓。第2章 功率電路狀態(tài)分析及其參數(shù)設(shè)置 功率電路結(jié)構(gòu)及其工作原理分析，電路采用兩路并聯(lián)結(jié)構(gòu)，變壓器起隔離和變壓的作用。最后第五章總結(jié)了全文。第三章詳細(xì)推導(dǎo)了電路數(shù)學(xué)模型，設(shè)計(jì)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。放大器PWM控制器功率電路電壓檢測(cè)電路Vg ~過(guò)流保護(hù)UiUo_+ 電壓控制框圖本文第一章敘述了本課題研究的意義，列舉并比較了各種拓?fù)洌o出了課題研究方案。芯片采用UC3825電壓型脈寬調(diào)制器。本課題的控制電路包括PWM控制器電路、電壓檢測(cè)電路、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、過(guò)流保護(hù)以及開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電路等部分構(gòu)成。同時(shí)，主功率管只需承受電源電壓，從而選擇面更廣。第六，該結(jié)構(gòu)可以使每個(gè)并聯(lián)支路流過(guò)的功率更小，從而使熱分布均勻，消除變換器的“熱點(diǎn)”，減小了功率器件的功率損耗，能充分發(fā)揮低功率、高速半導(dǎo)體器件的作用，進(jìn)一步提高了設(shè)計(jì)整體的開(kāi)關(guān)頻率，縮小了變壓器的體積。第五，兩路并聯(lián)的結(jié)構(gòu)使輸出電壓占空比翻倍，整流側(cè)的輸出電壓占空比可在0~1之間變化，既提高了電路響應(yīng)能力，又簡(jiǎn)化了驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)。第四，本課題采用兩個(gè)并聯(lián)單元以相位相差180176。第二，與單端正激式DC/DC變換器相比，它無(wú)須復(fù)位電路，這有利于簡(jiǎn)化電路和變壓器的設(shè)計(jì)；其功率器件可選擇較低的耐壓值；其功率等級(jí)也會(huì)很大。電路的每一條支路都由一個(gè)功率開(kāi)關(guān)管和一個(gè)二極管組成，不會(huì)有直通現(xiàn)象。 滯環(huán)電流控制模式，綜合各方面因素，本文選擇交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激變換器作為研究對(duì)象。 平均電流控制模式(4)滯環(huán)電流控制模式滯環(huán)電流模式控制模式，將電感電流信號(hào)與兩個(gè)電壓值進(jìn)行比較，較大的控制電壓值Vmax由輸出電壓與基準(zhǔn)電壓的差值經(jīng)放大器放大得到，它控制開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷時(shí)刻；較小的電壓值Vmin由控制電壓Vmax減去一個(gè)固定電壓值ΔU得到，ΔU為