【正文】 實(shí)現(xiàn)方案如下：（1）構(gòu)建一個(gè)寄存器A；構(gòu)建一個(gè)脈沖計(jì)數(shù)器B；（2）在外部PWM輸入的上升沿清零脈沖計(jì)數(shù)器B；（3）在外部PWM輸入的高電平器件，計(jì)數(shù)器B計(jì)數(shù)芯片系統(tǒng)時(shí)鐘；（4）在PWM輸入的下降沿，把計(jì)數(shù)器B內(nèi)的數(shù)值傳遞給寄存器A； 那么，寄存器A內(nèi)的數(shù)值CPLD時(shí)鐘周期輸入的PWM高電平寬度（目標(biāo)轉(zhuǎn)速大小）。任務(wù)1：電機(jī)轉(zhuǎn)速控制用PWM控制驅(qū)動(dòng)各相繞組的電壓大?。?由555芯片構(gòu)建的PWM電路，已經(jīng)實(shí)現(xiàn)了目標(biāo)轉(zhuǎn)速大小這個(gè)模擬量到PWM占空比的轉(zhuǎn)化。進(jìn)而實(shí)際人機(jī)接口的各種控制要求映射成了如下形式：電機(jī)正轉(zhuǎn)與電機(jī)轉(zhuǎn)子相適應(yīng)的繞組正向旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)；電機(jī)反轉(zhuǎn)與電機(jī)轉(zhuǎn)子相適應(yīng)的繞組反向旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)；電機(jī)制動(dòng)各相繞組短接制動(dòng)；電機(jī)轉(zhuǎn)速控制用PWM控制驅(qū)動(dòng)各相繞組的電壓大??； 系統(tǒng)除了上面的對(duì)電機(jī)的控制任務(wù)外，還包括：系統(tǒng)狀態(tài)LED顯示、逆變橋MOS管過流保護(hù)這兩個(gè)任務(wù)。 考慮到這種應(yīng)用場(chǎng)合和硬件電路結(jié)構(gòu)決定的，控制器實(shí)現(xiàn)的是開環(huán)BLDC控制：控制器逆變電路決定了，控制器只能通過控制電機(jī)的各相電壓V_a、V_b、V_c（V）來實(shí)現(xiàn)控制電機(jī)的運(yùn)行。并根據(jù)硬件的正反轉(zhuǎn)及制動(dòng)按鈕，可進(jìn)一步把這個(gè)被控制的電機(jī)參數(shù)行為劃分為：轉(zhuǎn)速大于0、轉(zhuǎn)速小于0和轉(zhuǎn)速變位0。而這些運(yùn)動(dòng)參數(shù)并不是完全相互獨(dú)立的，電機(jī)的運(yùn)動(dòng)學(xué)方程描述了這些變量間的關(guān)系。由電機(jī)學(xué)可知，一臺(tái)BLDC電機(jī)可由如下物理參數(shù)定義：各相繞組內(nèi)阻R（Ω）、各相繞組電感L（H）、逆感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)系數(shù)(V/rad/s)、電磁轉(zhuǎn)矩系數(shù)（）、粘性阻尼系數(shù)B（(rad/s)）、轉(zhuǎn)動(dòng)慣量J（）、和電機(jī)磁極數(shù)P。第3章 控制算法設(shè)計(jì) 下面從控制器的硬件結(jié)構(gòu)和應(yīng)用場(chǎng)合出發(fā)，來分析說明控制器如何來完成所肩負(fù)的任務(wù)。故采用這種用PWM占空比來描述模擬電壓信號(hào)的方式，無疑是最優(yōu)解。 系統(tǒng)中采用PWM波的形式來把目標(biāo)轉(zhuǎn)速信號(hào)轉(zhuǎn)遞給CPLD的原因如下：轉(zhuǎn)速信號(hào)是一個(gè)模擬量，一般可經(jīng)滑動(dòng)變阻器的分壓特性，轉(zhuǎn)化為相對(duì)應(yīng)的模擬電壓信號(hào)。則由RC串聯(lián)電路的特性可知，瞬時(shí)電流： （13）則， 查IN4148的數(shù)據(jù)手冊(cè)可知，在上述求得的電流范圍下，考慮到遠(yuǎn)小于VCC電壓，故計(jì)算時(shí)忽略。圖227 555芯片結(jié)構(gòu)其電壓傳輸特性如下圖228所示：圖228 施密特觸發(fā)器電壓傳輸特性相應(yīng)的（芯片引腳7的電壓）關(guān)于的電壓傳輸特性如下圖229所示圖229 電路中電壓傳輸特性 考慮到電路中兩個(gè)二極管對(duì)電流流動(dòng)的控制作用（如圖230），原電路可等效描述為如下圖231形式 圖230 二極管對(duì)電流的控制作用 圖231 原電路的等價(jià)模型 定性分析可知，其輸出波形如下圖232所示圖232 對(duì)原電路定性分析估計(jì)的輸出波形 下面對(duì)針對(duì)原電路的各個(gè)元件的參數(shù)，進(jìn)行定量分析。并各有一個(gè)外接端口，方便實(shí)際應(yīng)用時(shí)外接控制手柄。 人機(jī)接口1）控制器狀態(tài)顯示電路：系統(tǒng)中還包括LED狀態(tài)顯示電路，其原理圖如下圖224所示：圖224 控制器狀態(tài)顯示電路 其包括逆變橋MOS管過流（紅色）、電機(jī)正反轉(zhuǎn)（綠色）、系統(tǒng)正常（綠色）、控制器電源過壓（紅色）和控制器電源欠壓（紅色）LED顯示功能。 CPLD主控 主控CPLD芯片采用Lattice公司的MACH4系列芯片：M432/327VC（TQFP44）。（4）輸入電容的選擇 在芯片輸入端接一個(gè)鋁或膽電容，有利于系統(tǒng)的穩(wěn)定。（3）二極管的選擇，但考慮到負(fù)載短路的情況，二極管的額定電流值應(yīng)大于LM2575的最大電流限制；另外。對(duì)于5V電壓輸出，至少使用耐壓值為8V的電容，推薦使用耐壓值為10V~15V的電容，故系統(tǒng)中取10V耐壓值。取輸出的穩(wěn)壓電路的電感值為，取輸出的穩(wěn)壓電路的電感值為，都采用貼片屏蔽功率電感。圖 220 LM2575 +5V穩(wěn)壓輸出的典型應(yīng)用方案中實(shí)際采用的即是這種典型電路，如下圖221所示：圖221 +5V、+15V穩(wěn)壓電路利用LM2575設(shè)計(jì)電路時(shí)，應(yīng)注意以下幾點(diǎn)： （1）電感的選擇根據(jù)需要的輸出的電壓值、最大負(fù)載電流、最大輸入電壓等參數(shù)選擇電感時(shí)，可參照相應(yīng)的電感曲線圖（圖222）來查找所需的電感值。LM2575的內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖219所示：其中（ADJ時(shí)開路），分別為、和，可以看出LM2575內(nèi)含電壓基準(zhǔn)電路、振蕩器、比較器、熱關(guān)斷、內(nèi)部穩(wěn)壓、電流限制及放大器等電路。 、5V、12V、15V及可調(diào)（ADJ）等多個(gè)電壓檔次產(chǎn)品。它內(nèi)部集成了一個(gè)固定的振蕩器，只需極少外圍器件便可構(gòu)成一種高效（約）的開關(guān)穩(wěn)壓電路，一般情況下不需散熱片；內(nèi)部有完善的保護(hù)電路，包括電流限制及熱關(guān)斷電路等電路；芯片還可提供外部控制引腳。其中門限電源電壓為： （11） （12）2）穩(wěn)壓芯片構(gòu)造的穩(wěn)壓電路 系統(tǒng)采用了基于LM2575開關(guān)穩(wěn)壓集成芯片的、穩(wěn)壓電路。圖 218 電源電壓檢測(cè)判斷電路 其采用一片LM358D（SOIC8）低功率雙運(yùn)算放大器，構(gòu)造了兩個(gè)電壓比較器。圖 217 電源電壓采樣電路 圖中右邊為一個(gè)電阻分壓網(wǎng)絡(luò)，輸出電壓采樣值： （10）所以的額定電壓下，輸出。由負(fù)載特性曲線： （9）得：光耦集電極電流：，且此時(shí)光耦LED的導(dǎo)通壓降為，故，光耦LED輸入端電阻?。?）電源電壓監(jiān)測(cè)電路 電源電壓采樣電路如下圖217所示，其中兩個(gè)直插鋁電解電容，穩(wěn)定了電源電壓，尤其在負(fù)載功率脈動(dòng)變化的情況下。（２）查L(zhǎng)TP2812的datesheet可知：LED最大允許電流，集電極最大電流；其元件特性曲線及負(fù)載曲線如下圖216所示。其作用是濾除逆變電路信號(hào)夾雜的高頻雜波（主要由PWM驅(qū)動(dòng)而引入）。電路細(xì)節(jié)分析：（1）信號(hào)經(jīng)過RC濾波器傳遞到LM431控制端口。所以下面只對(duì)其中一個(gè)做分析。子模塊中上端結(jié)構(gòu)對(duì)應(yīng)逆變電路橋臂的上端MOS管，其下端結(jié)構(gòu)對(duì)應(yīng)逆變電路橋臂的下端MOS管。圖214 MOS管導(dǎo)通電流監(jiān)測(cè)報(bào)警電路由前面的MOS管的過流檢測(cè)電路，我們已經(jīng)獲得了這6個(gè)信號(hào)。其實(shí)現(xiàn)了強(qiáng)電信號(hào)（逆變橋信號(hào)）到弱電（CPLD）的隔離，大大提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。圖213 HER104導(dǎo)通電流與導(dǎo)通壓降的關(guān)系故： （4）由線性電路的疊加定理可知： （5）則MOS管管壓降： （6）所以MOS管導(dǎo)通電流采樣電路輸出的電壓信號(hào)： （7）2）MOS管導(dǎo)通電流監(jiān)測(cè)報(bào)警電路： 從上面的MOS管導(dǎo)通電流采樣電路，我們已經(jīng)獲得了流過MOS管的電流與采樣輸出信號(hào)的函數(shù)關(guān)系式。圖212 MOS導(dǎo)通電流采樣電路的加價(jià)模型 這個(gè)等價(jià)電路是在，MOS工作在線性區(qū)域時(shí)的等價(jià)模型。圖211 MOS模塊的MOS管導(dǎo)通電流采樣電路 如圖211，其中用黑色虛線框包圍的電路，是MOS管導(dǎo)通電流的采樣電路。故引入逆變電路MOS管的過流保護(hù)電路，是很有必要的。 由于此BLDC控制器，在實(shí)際的應(yīng)用中存在逆變橋功率輸出線短接等的安全隱患。當(dāng)VS點(diǎn)電勢(shì)需要從低電勢(shì)變?yōu)楦唠妱?shì)時(shí)，由于自舉電容（C2C27）的存在，使得上端MOS管柵極的驅(qū)動(dòng)信號(hào)HO的電勢(shì)與源極電勢(shì)VS的差，始終維持在15V左右。其中下端MOS的驅(qū)動(dòng)信號(hào)LO，以地為零電勢(shì)參考點(diǎn)，驅(qū)動(dòng)橋臂下端的MOS管柵極，輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)幅值大概在15V左右，滿足下端MOS管的大電流導(dǎo)通要求。下面以第一橋臂的驅(qū)動(dòng)電路為例，來進(jìn)行分析說明。圖29 IR2181的典型電路2）方案中實(shí)際采用電路的分析 如下圖210所示，即為方案中實(shí)際采用的基于IR2181的MOS管驅(qū)動(dòng)電路。結(jié)構(gòu)框圖如下圖28所示。浮動(dòng)驅(qū)動(dòng)端可以驅(qū)動(dòng)N通道MOSFET或者IGBT在高壓側(cè)電壓600V時(shí)的場(chǎng)合，（高端）（低端）。采用成熟的驅(qū)動(dòng)控制芯片IR2181S組成的電路，可有效簡(jiǎn)化系統(tǒng)的復(fù)雜性。詳見逆變電路MOS管的過流保護(hù)電路。故可防止由于MOS管的驅(qū)動(dòng)電路故障或環(huán)境靜電而損壞MOS管。2）減小柵極充電峰值電流：當(dāng)柵極電壓拉高時(shí)，首先會(huì)對(duì)柵極電容充電，充電峰值電流可大致計(jì)算為： （2）可見驅(qū)動(dòng)脈沖電流很大，串上R6后可放慢充電時(shí)間而減小柵極充電電流3）保護(hù)場(chǎng)效應(yīng)管的DS極不被擊穿： 當(dāng)柵極關(guān)斷時(shí)，DS從導(dǎo)通狀態(tài)變?yōu)榻刂範(fàn)顟B(tài)時(shí)，漏源極電壓VDS會(huì)迅速增加，如果過快，就會(huì)擊穿器件，所以添加R6可以讓柵極電容慢慢放電，而不至于使器件擊穿。此模塊用MOS管的SRC模型可等價(jià)描述為如圖27所示的電路。由于電勢(shì)的相對(duì)性，故對(duì)于每個(gè)模塊來說，他們的工作原理也是完全一致的。3）選用的IRFP2907 MOSFET的基本參數(shù)：1. 額定參數(shù)（Absolute Maximum Ratings） 參數(shù)名稱最大值單位持續(xù)漏極電流，209A漏極峰值電流840A功耗470W柵源極擊穿電壓V方案實(shí)際采用的逆變電路原理圖如下圖23所示。 故方案中采用了三片MOS管的專用驅(qū)動(dòng)芯片（IR2181），來驅(qū)動(dòng)各自的MOS管橋臂。這就使得要驅(qū)動(dòng)這兩個(gè)MOS管，Q1管的柵極電壓要大于（），Q4管的柵極電壓要大于。2）MOS管的驅(qū)動(dòng) 在選擇全N溝道MOSFET后，由其工作特性可知，當(dāng)給柵源極間加一個(gè)正向電壓，并且其值超過數(shù)據(jù)手冊(cè)上的閾值電壓（以IRFP2907為例，100A的導(dǎo)通飽和電流對(duì)應(yīng)）時(shí), 場(chǎng)效應(yīng)管的D極和S極就會(huì)導(dǎo)通(IV特性曲線)，且一般N型功率型場(chǎng)效應(yīng)管的閾值電壓都會(huì)在3~20V之間。所以方案中，采用全N（negative）溝道的MOSFET構(gòu)成逆變橋。對(duì)電路實(shí)際應(yīng)用時(shí)的幾個(gè)問題的分析：1）MOS管的選型P（positive）溝道MOSFET的載流子是空穴，與電子相比，它的“活動(dòng)性”差，且有“少數(shù)載流子生存時(shí)間”短的缺陷，這些都是影響半導(dǎo)體器件性能的重要參數(shù)。但在這存在一個(gè)問題，由于電機(jī)繞組電感的存在，相電流不能突變，這就導(dǎo)致在上端的MOS管PWM周期關(guān)短時(shí)刻，在A端將產(chǎn)生很大的逆感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)。 比如，在AB相導(dǎo)通時(shí)，給Q1柵極的是PWM信號(hào)，給Q4的是完全導(dǎo)通信號(hào)（柵極高電平），而其余MOS管全部高阻（柵極低電平）。 下面以采用H_PWM_L_ON的方式生成PWM波，來驅(qū)動(dòng)電機(jī)為例，說明電路的工作過程。電機(jī)的3路霍爾輸出：直接接入CPLD主控芯片圖 21 基于CPLD的BLDC控制器結(jié)構(gòu)框圖 各模塊解析 逆變電路采用三相六臂全橋結(jié)構(gòu)，其簡(jiǎn)化的原理圖如下圖22所示。CPLD：系統(tǒng)的主控芯片及其基本外設(shè)電源管理：把總電源變換成各模塊需要的額定工作電壓，分配給各個(gè)模塊；并包含對(duì)電源的過壓和欠壓檢測(cè)電路。逆變電路的驅(qū)動(dòng)電路：弱電控制強(qiáng)電，接收CPLD主控芯片對(duì)于各功率管的控制信號(hào)，生成相應(yīng)的信號(hào)驅(qū)動(dòng)對(duì)應(yīng)的三相橋的功率管。并用Simulink仿真工具，進(jìn)行控制算法的仿真、檢驗(yàn)，以完善控制手段。電機(jī)的3路霍爾輸出：擬直接接入CPLD主控芯片。電源管理：把總電源變換成各模塊需要的額定工作電壓，分配給各個(gè)模塊。逆變電路的保護(hù)電路：采樣檢測(cè)流過功率管的電流，防止由于某種原因而使功率管過流燒毀。其包括如下幾部分：三相橋逆變電路：采用MOS三相全橋驅(qū)動(dòng)，擬采用二相導(dǎo)通星形三相六狀態(tài)驅(qū)動(dòng)方式。主要進(jìn)行的工作包括以下幾個(gè)部分：1）查找文獻(xiàn)，了解無刷直流電機(jī)的控制特性： 論述分析無刷直流電機(jī)的系統(tǒng)組成和工作原理，用以實(shí)現(xiàn)其驅(qū)動(dòng)方案。因此，利用軟開關(guān)等新技術(shù)，來降低開關(guān)損耗、增加開關(guān)壽命，并在保證系統(tǒng)效率不變或提高的前提下，提高驅(qū)動(dòng)電路的開關(guān)頻率可實(shí)現(xiàn)無刷直流電機(jī)控制系統(tǒng)的綠色化PWM控制[3]17。采用MOSFET和IGBT之后，開關(guān)頻率可達(dá)幾十千赫茲以上。同時(shí)還使得控制器可以與上層和遠(yuǎn)程控制系統(tǒng)進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸通信，便于系統(tǒng)故障的監(jiān)視與診斷[3]16。一些相對(duì)復(fù)雜的控制算法使得能夠用DSP、CPLD或者FPGA等芯片來實(shí)現(xiàn)。2）控制器全數(shù)字化高速微處理器及高密度可編程邏輯器件的出現(xiàn)，為電機(jī)控制技術(shù)的發(fā)展提供了堅(jiān)實(shí)的基礎(chǔ)。但到目前為止，由于技術(shù)上的限制，電機(jī)與控制器一體化產(chǎn)品主要還是應(yīng)用在磁盤驅(qū)動(dòng)器的主軸驅(qū)動(dòng)和儀器用風(fēng)扇驅(qū)動(dòng)等特殊結(jié)構(gòu)的小功率無刷直流電機(jī)控制系統(tǒng)中。因此，新電子技術(shù)和新控制方法的出現(xiàn)都將進(jìn)一步推動(dòng)無刷直流電機(jī)的發(fā)展。相信更高效完善的控制方案將不斷呈現(xiàn)。典型的以DSP為控制核心的無刷直流電機(jī)控制系統(tǒng)如下圖13 所示。因此，如果考慮到控制器今后的軟硬件設(shè)計(jì)功能要求，可使用CPLD、FPGA、單片機(jī)或DSP等對(duì)無刷直流電機(jī)進(jìn)行控制，該類控制器具有功能完善和控制靈活等特點(diǎn)，當(dāng)然相應(yīng)的成本可能會(huì)比專用集成電路控制器高。目前，很多半導(dǎo)體廠商，都能提供自己開發(fā)的