【正文】 電路 (p278，圖 5222) L 、 D ：諧振回路 。 限制 m 為小值，保證 ?0(t) 不失真地反映 v? 。因此 6)(z????)()(2)()(2a r c t a n)(00e00ez ttQttQ???????? ??????當(dāng) ? = ?c 時(shí) e0c00c0ccecz )()(2)()]([2)( QttttQ?????????????????????通常滿足 ??0(t) ?c，上式簡(jiǎn)化為 6c o sc o s)(Δ2)(peec0cz????? ΩtMΩtnmt????式中， Mp = Qenm， Mp 應(yīng)小于 ?/6。 3． 不失真調(diào)相的條件 (1)對(duì) m 的限制 將 用冪級(jí)數(shù) 2/c00 )c o s1()()( nΩ Ωtmtv ??? ??????????????? 32 !3 )2)(1(!2 )1(1)1( xnnnxnnnxx n展開 ???????? )c o s2)12(2c o s21()( 22c0 ΩtmnnΩtmnt！??忽略二次方小項(xiàng) )()c o s21()( 0cc0 tΩtmnt ???? ?????式中 tΩmnt c o s2)(Δ c0 ?? ?可見， 必為小值。 (2)工作原理 并聯(lián)諧振回路，阻抗： )(j00ee ze)()(2j1)j(??????? ZQRZ ????其中： j0e0ee1LCLRLRQ ??? ??? ，])(2a rct a n[)(])(2[1)(00e200ee????????? ?????? RZz，若加在變?nèi)荻O管上的電壓 v = ? (VQ+v?) = ? (VQ+V?mcos?t)， 相應(yīng)的 Cj 為 nnΩ ΩtmCVVvCC)c o s1()1(jBjQj ????? 設(shè) v? = 0， Cj = CjQ ， 諧振回路的諧振角頻率 ?0 等于輸入激勵(lì)電流的角頻率 ?c ， 即 ?0 = ?c = 1/ ， 當(dāng)加上 v? ，?0將隨 v? 而變化 ， 其值 為 jQLC2/c00 )c o s1()()( nΩ Ωtmtv ??? ??? 回路提供的相移 ?z(?) 將隨 v? 即 ?0 而變化 。 vo(t) ? Vmcos?ct ?Vm Mpcos? t sin?ct 窄帶調(diào)相波就是這兩個(gè)正交矢量合成的產(chǎn)物 ， 故稱之為矢量合成法 。 用矢量表示 ， 兩矢量相互正交 ， 其中雙邊帶信號(hào)矢量的長(zhǎng)度按 VmMpcos? t 的規(guī)律變化 。 圖 521 實(shí)現(xiàn)方法： 矢量合成法 可變相移法 可變時(shí)延法 一、矢量合成法調(diào)相電路 (1)原理 單音調(diào)制時(shí)，調(diào)相信號(hào)的表達(dá)式為 vO(t) = Vmcos(?ct + Mpcos? t) = Vmcos?ct cos(Mpcos? t) ? Vmsin?ct sin(Mpcos? t) vO(t) = Vmcos(?ct + Mpcos? t) = Vmcos?ct cos(Mpcos? t) ? Vmsin?ct sin(Mpcos? t) 當(dāng) Mp (?/12)，窄帶調(diào)相時(shí)， cos(Mpcos? t) ? 1， sin(Mpcos? t) ? Mpcos? t，由此產(chǎn)生的誤差小于 3%。 (1)中心頻率為 140 MHz 的變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路。 ① 對(duì)于高頻 ， 由于 L1 開路 、 C2 短路 ， 因而是由 L 和 Cj 組成的振蕩電路 ， 不受控制電路影響 。 C1：隔直電容 。 L1：高頻扼流圈，對(duì)高頻開路，對(duì)直流和調(diào)制頻率短路。 當(dāng) CjQ 一定時(shí) ， C2 越小 ， P1 越大； C1 越大 ， P2 越大 ，其結(jié)果都使 p 值增大 ， 因此 ??m 越小 。 由圖： C2 主要影響低頻區(qū) 的調(diào)制特性曲線 C1 主要影響高頻區(qū)的調(diào)頻特性線。 ② 正確選擇 C1 和 C2 的大小。 2． 變?nèi)荻O管部分接入振蕩回路的直接調(diào)頻電路 (1)原理電路 變?nèi)荻O管部分接入的振蕩回路 。 ② 當(dāng) n = 2 時(shí)， ??c = 0， ??2m = 0，實(shí)現(xiàn)不失真調(diào)頻。 ③ 直接調(diào)頻電路的性能 當(dāng) v?(t) = V?mcos? t 時(shí) ， 歸一化調(diào)制信號(hào)電壓 tΩmtΩVV Vx Ω c o sc o sBQm ??? 其中 ， m = V?m /(VQ + VB)， 若設(shè) m足夠小 ， 可以忽略式(5210)級(jí)數(shù)展開式中 ， x的三次方及其以上各次方項(xiàng) ， 圖 524 歸一化調(diào)頻特性曲線 將 代入，利用 Ωtmx c o s?)2c o s1(21c o s 2 xx ??]2c o s)12(81c o s2)12(811[)( 22co s c ΩtmnnΩtmnmnnx ?????? ??可求得調(diào)頻波的： A． 最大頻偏 cm 2 ?? mn??B．中心頻率偏移 ?c 的數(shù)值 c2c )12(81 ?? mnn ???]!2 )12/(2/21[)1()( 2c2/co s c xnnxnxx n ?????? ???得 C． 二次諧波分量的最大角頻偏 c2m2 )12(81 ?? mnn ???D． 調(diào)頻波的二次諧波失真系數(shù) )12(4m2mf2 ????? nmk??E． 中心角頻率的相對(duì)偏離值 2cc )12(81 mnn ?????]2c o s)12(81c o s2)12(811[)( 22co s c ΩtmnnΩtmnmnnx ?????? ??(3)討論 ①變?nèi)荻O管選定，變?nèi)葜笖?shù) n則 定，增大 m可增大相對(duì) 頻偏， 但同時(shí)增大了 非線性失真系數(shù) kf2和 中心頻率偏移 ??c( ) ，2cc )12(81Δ mnn ????，)12(4ΔΔm2mf2 ???nmk??c2c )12(81 ?? mnn ??? 故 ， 最大相對(duì)頻偏受 kf2 和 ??c 的限制 。 圖 524 歸一化調(diào)頻特性曲線 因此 ， 變?nèi)荻O管作為振蕩回路總電容 ， 應(yīng)選用 n = 2 的 超突變結(jié) 變?nèi)莨?。 ② 歸一化調(diào)頻特性曲線 ：指數(shù) n 不同 ， ?f / fc 隨 x 變化的曲線 。 j1LC將 Cj 代入 ?osc ? ?0 = 中，得 2)1()1(1 cQjj0o s cnxLCxLCn?????? ??? (5210) 式中， 為 v? = 0 的振蕩 (載波 )角頻率， 與 VQ 有關(guān)。振蕩頻率近似等于回路的諧振頻率，即 ?osc??0= j1LC(2)性能分析 ① 歸一化調(diào)頻特性曲線方程 已知變?nèi)荻O管結(jié)電容 的 變?nèi)萏匦? nVvCvC)/1()0()(Bjj ?? VB ： PN 結(jié)的內(nèi)建電位差 ， Cj(0)： v = 0時(shí)的結(jié)電容 ， n：變?nèi)葜笖?shù) ， 由 PN結(jié)工藝結(jié)構(gòu)定 ， 在 1/3 ~ 6 之間 。 接入方法：全接入 、 部分接入 1． 變?nèi)荻O管作為振蕩回路總電容的直接調(diào)頻電路 (1)原理電路 為 LC 正弦振蕩器中的諧振回路。 利用 PN 結(jié)反偏呈現(xiàn)的勢(shì)壘電容而構(gòu)成 ，應(yīng)用最為廣泛 。 接入振蕩回路當(dāng)中 ， 可得瞬時(shí)頻率按講話聲音強(qiáng)弱變化的調(diào)頻信號(hào) 。 ① 駐極體話筒或電容式話筒 。 2． 可變電抗器件的種類 ② 鐵氧化磁芯繞制的線圈 。 (2)非線性失真系數(shù) 評(píng)價(jià)調(diào)頻特性非線性的參數(shù)為 1m22mΔΔffT H D nn????4． 中心頻率準(zhǔn)確度和穩(wěn)定度 使接收機(jī)正常接收所必須滿足的重要性能指標(biāo) ， 否則 ，將造成信號(hào)失真 ， 并干擾鄰近電臺(tái)信號(hào) 。 圖中 ， ?fm 即為調(diào)頻信號(hào)的最大頻偏 。 2． 調(diào)頻靈敏度 (1)定義 原點(diǎn)上的斜率 0F d)Δ(d??ΩΩ vvfS 單位為 Hz/V， SF 越大 ，調(diào)制信號(hào)對(duì)瞬時(shí)頻率的控制能力就越強(qiáng) 。 (2)特性 如圖 522 所示 。 優(yōu)點(diǎn)：調(diào)相電路的實(shí)現(xiàn)比較靈活 。 vO(t) = Vmcos[?ct +kf ] ttvt Ω d)(0?vO(t) = Vmcos[?ct +kf ] ttvt Ω d)(0?當(dāng) v?(t) = V?mcos? t 時(shí)，上式可表示為 vO(t) ? Vmcos(?ct + Mfsin? t) vO(t) = Vmcos[?ct + kpk1 ] ΩtΩV Ω s inm式中， Mf ? kp(k1V?m/?) = ??m/?， ??m = kpk1V?m Mf：調(diào)頻指數(shù) ， 與調(diào)制信號(hào)振幅 V?m 成正比 。 圖 521 ① 正弦波振蕩器產(chǎn)生角頻率為 ?c 的載波電壓 Vmcos?ct，通過調(diào)相器后引入一個(gè)附加相移 ?(?c)， 即 vO(t) = Vmcos[?ct +?(?c)]。 2． 間接調(diào)頻 (1)定義 通過調(diào)相實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的方法。 調(diào)頻電路 調(diào)頻電路概述 直接調(diào)頻 張弛振蕩電路實(shí)現(xiàn)直接調(diào)頻 間接調(diào)頻電路 ——調(diào)相電路 擴(kuò)展最大頻偏的方法 調(diào)頻電路概述 一、 直接調(diào)頻和間接調(diào)頻 1． 直接調(diào)頻 (1)定義 調(diào)制信號(hào)直接控制振蕩器的振蕩頻率 ， 使其不失真地反映調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)律 。 ③ 調(diào)頻調(diào)相均為頻譜非線性變換的已調(diào)信號(hào) ， 因此 ，理論上 ， 它們的調(diào)制與解調(diào)電路均不能采用相乘器和相應(yīng)的濾波器所組成的電路模型來實(shí)現(xiàn) 。 故發(fā)射時(shí) ， 可采用高效率的丙類諧振功率放大器將它放大到所需的發(fā)射功率 ， 而在接收這些已調(diào)信號(hào)時(shí)將呈現(xiàn)出很強(qiáng)的抗干擾能力 。 解： BWCR = 2(M + 1)F = 2( ?fm + F ) (1) BWCR= 2 ? (75 + ) kHz ? 150 kHz (2) BWCR= 2 ? (75 + 1) kHz = 152 kHz (3) BWCR= 2 ? (75 + 10) kHz = 170 kHz 盡管調(diào)制頻率變化了 100 倍，但頻帶寬度變化很小。 例 2：利用近似公式計(jì)算以下情況的調(diào)頻波的頻帶寬度。 但是 ， 實(shí)踐表明 ， 復(fù)雜信號(hào)調(diào)制時(shí) ， 大多數(shù)調(diào)頻信號(hào)占有的頻譜寬度仍可用單音調(diào)制時(shí)的公式表示 ， 僅需將其中的 F 用調(diào)制信號(hào)中 最高 調(diào)制頻率 Fmax 取代 ，?fm 用最大頻偏取代 。 ② 作為調(diào)相波時(shí) ， 由于 ?fm = MPF ， 其中 MP 與 V?m 成正比 (MP = kpV?m)， 因而當(dāng) V?m 一定時(shí) ， BWCR 與 F 成正比 的增加 。 M 1 時(shí)：有 BWCR ? 2MF = 2?fm (M = ) 稱為 寬帶調(diào)角信號(hào) 。 因此 ， 為了方便起見 ， 調(diào)角信號(hào)的有效頻譜寬度可用 卡森公式 進(jìn)行估算 BWCR = 2(M + 1)F 計(jì)算發(fā)現(xiàn)， BWCR 介于 與 間，接近 當(dāng) M 1 時(shí) ， 有 BWCR ? 2F ， 其值近似為調(diào)制頻率的兩倍 ， 相當(dāng)于調(diào)幅波的頻譜寬度 。 2． 卡森公式 若 L 不是正整數(shù) ，則應(yīng)用大于并最靠近該值的正整數(shù)取代 。 在高質(zhì)量通信系統(tǒng)中 ， 取 ? = ， 即邊頻分量幅度小于未調(diào)制前振幅 Vm 的百分之一 ， 相應(yīng)的 BW? 用 ； 在中等質(zhì)量通信系統(tǒng)中 ， 取 ? = ， 即 Vm 的十分之一 ，相應(yīng)的 BW? 用 表示 。 因此 ， 若忽略振幅小于 ?Vm( ? 為某一小值 )的邊頻分量 ， 則調(diào)角信號(hào)實(shí)際占據(jù)的有效頻譜寬度是有限