【正文】 4. 采用較高的 132 kHz開關頻率，可減。 2. DCMAX可達 78%，允許使用更小的輸入存儲電容，所需輸入電壓更低或具備更大輸出功率能力。 TOP250增加了頻率、線電壓檢測和外部電流限制（僅限 Y、 R或 F封裝）引腳或一個多功能引腳（ P或 G封裝），以實現一些新的功能。在正常工作情況下，功率 MOSFET 的占空比隨控制引腳電流的增加而線性減少， 如下圖 43所示： 畢業(yè)設計論文 26 自 動 再 啟 動I c d 1I bI l = 1 9 0 u AI l = 1 2 5 u AI l I l （ d c ）3 01 3 2I c ( m A )自 動 再 啟 動I c d 1I bI l = 1 9 0 u AS l o p e = P W M G a i nI l = 1 2 5 u AI l I l ( c d )1 03 87 8頻 率 （ k H Z ）占 空 比（ % ） 2 . 4 2 . 7 7 . 36 . 5I c ( m A ) 圖 43 占空比和頻率與控制引腳電流的關系 TOP250具有高壓啟動、逐周期電流限制、環(huán)路補償電路、自動重啟動、熱關斷等特性，還綜合了多項能降低系統成本、提高電源性能和設計靈活性的附加功能。 TOP250 的典型外接電路 圖 42 TOP250典型的外接電路 由圖 42 可見， TOP250 構成的開關電源采用的是反激式拓撲結構。所有封裝形式的器件均具備如下相同特性：軟啟動、 132 kHz 開關頻率（輕載時自動降低 )、可降低 EMI的頻率調制、更寬的 DCMAX、遲滯熱關斷及更大的爬電距離封裝。 TOP250還集成了多項新功能，可以降低系統成本，提高了設計靈活性及效率。 遙控關機模式下極低的功率消耗（在 110 VAC時消耗 80 mW；在 230 VAC時消耗 160 mW），頻率隨負載減輕而降低，提高待機效率，通過網絡／輸入端口實現關機／喚醒功能。它也是初級控制電路的公共點及參考點。 P和 G封裝只能以 132 kHz開關頻率工作。連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能并使 TOP250以簡單的三端模式工作。 多功能 (M) 引腳： (僅限 P或 G封裝 )此引腳集 Y封裝的線電壓檢測 (L)及外部流限 (X)引腳功能于一體。 外部流限 (X) 引腳： (僅限 Y、 R或 F封裝 )外部流限調節(jié)、遠程開／關控制 畢業(yè)設計論文 24 和同步的輸入引腳。 線電壓檢測 (L) 引腳： (僅限 Y、 R或 F封裝 )過壓 (OV)、欠壓 (UV)、降低DCMAX的線電壓前饋、遠程開／關和同步的輸入引腳。與內部并聯調整器相連接，提供正常工作時的內部偏置電流。漏極電流的內部流限檢測點。 畢業(yè)設計論文 23 第四章 開關電源中的芯片介紹 TOP250 TOP250 的管腳圖及其作用 圖 41 TOP250的管腳圖 漏極 (D) 引腳：高壓功率 MOSFET的漏極輸出。在工程設計中，通常要權衡這些因素，折合選擇。 如果磁芯損耗大得無法接受，可以有兩個方法：第一個辦法是進一步增加氣隙，如兩半塊磁芯的匹配連接，定制自己需要的，帶有氣隙的磁芯；第二個辦法是選用大尺寸的磁芯，隨著氣隙的增大，其邊界范圍也隨著增大，漏感也要增大，漏感增加會影響到電路中的其他元件，并且使變壓器的效率降低。 下面我們來計算一下磁芯損耗，磁芯的總體積 ，因此磁芯的損耗為320mW/cm3 * =1184mW。如果開關損耗遠大于通態(tài)損耗的話，可以有： PQ ??????2f ≈ ??f 一般情況下，通常的情況是這樣的：即 使在整個范圍內進行優(yōu)化，改變開關頻率 畢業(yè)設計論文 22 對效率的影響不是很大。因此開關頻率降低一半，磁芯損耗幾乎變?yōu)樵瓉淼?2 倍。 現在我們降低開關頻率可否降低磁芯損耗，損耗與頻率、磁感應強度之 間是一種非線性關系，典型的關系式為： loss/lb= Bf 因為，我們需要有 2 倍的電感值來保持同樣的功率，這就意味著需要 2 倍的繞組來實現兩倍的電感，這就使得磁感應強度變?yōu)樵瓉淼?2 ，因為磁感應強度 B與匝數同比增加。所以磁感應強度的峰峰值是 Bmax 的一半。 由公式： N1N2 = ? ? ? ?D*minV1 D1*VV0 D ）（ ?? N2 的二次側的線圈的匝數， N1 為一次側的線圈匝數 ,V0 為輸出電壓， VD 為二 畢業(yè)設計論文 21 極管順向電壓， V1（ min）是輸入的最小的電壓， D 為占空比。 200uH需要的匝數為： N=376nH200uH=23 匝 說明氣隙可以通過 Ae=178mm2 = 來計算，所以有 376nH= ? ?g82l 10* .4?匝? 這樣，可以得到氣隙長度 lg =，算好磁感應強度，就可以計算出磁感應強度： B= 23*4A* 匝? =1958G 因為我所選用的磁芯的最大磁通密度是 2286G，計算出的磁感應強度小于最大的磁通密度，所以選用的磁芯是合適的。 即使是使用帶有氣隙的磁芯，仍然會有很多問題：由于本身的氣隙很小，當兩塊磁芯連接在一起的時候，總的氣隙誤差會比較大；粘合的膠水也會增加氣隙的長度。對于氣隙，可能會有一個問題，有時要求磁芯只有一邊氣隙，而另一邊沒有氣隙。 變壓器的匝數的計算 磁芯的形狀和材料選擇好以后，下面 我們要選擇合適的氣隙。但是考慮到成本，只能現有的材料中選擇相近似的磁芯，現有的磁芯中最接近的是 E42 如圖 33。 近似值來計算，我們可以得到以下式子： B=mmaxl ? 與m8e2 l ?? （ 6） 這些方程的使用前提我們必須清楚：對于帶有氣隙的鐵氧體材料磁芯，在確認（ 4）方程成立的條件下，可以試方程 （ 6）；否則，應使用基本方程（ 1）和（ 2），如果磁芯的氣隙非常小，應該使用有效磁路長度（ 3)。由于空氣空氣的磁導率遠遠低于鐵氧體，一次氣 隙能夠極大地增加磁路的有效長度。我們要用的鐵氧體磁芯磁路長度非常短，這樣 B 值會 畢業(yè)設計論文 19 很大，甚至可能會使磁芯飽和，同時損耗也增大。考慮到開關頻率比較高，我們選用鐵氧體材料或者 MPP，完善的設計必須兩者都考慮，這里我們只考慮鐵氧體材料，因為如果效率相同，鐵氧體磁芯的體積比 MPP 的體積更小。但是實際的電感都由一個最小值，斷續(xù)工作的反激式變換器由最大輸出的限制。這個方程告訴我們，一旦輸入電壓固定，如果要增加輸出功率，那么只能通過減低開關頻 率或減少電感來實現。 下面是根據所選的設計出來的整體結構圖： 圖 31 電路的整體結構 反激變壓器的主要方程 我們從交流電已經整成直流開始，電壓加在原邊電感上，開關導通期間，電流持續(xù)上升： Ipk= LV Ton= LVDT =fLVD 這里， D 是占空比， f 是開關頻率， T= f1 是開關周期，這個方程適用于電流斷續(xù)反激式變壓器，原邊電流波形圖。正激電路的優(yōu)點很多，但是正激變換器的變壓器是不能夠存儲能量的，雖然沒有功率上限，但是正激電路多采用雙正激開關電路用在較大的功 畢業(yè)設計論文 17 率場合，而且對于要求嚴格的 MOSFET 管，以現有的條件限制無法滿足。 我所設計的開關電源的輸入是我們所用的日常的交流電， 而輸出的電壓是48V，輸出的最高電流是 5A。各個輸出電壓和原邊隔離，而且各組輸出電壓可以任意大小，僅僅通過調節(jié)器的變比就能實現。 反激式變換器，開關導通時，能量存儲于變壓器原邊的電感中，注意變壓器的同名端，當開關關斷時，漏極電壓要高于輸入電壓，變壓器副邊電壓高于地，使二極管導通，向輸出電容和負載提供電源。 正激式變換器需要有一個最小負載，電感必須足夠大，才能保證脈動電流的峰值小于最小負載電流，否則電流就不會連續(xù)，并引起輸出電壓上升，所以正字式變壓器不能工作在空載狀態(tài)，因為無窮大的電感是不現實的。但是 buck 變換器只有一個輸出電壓，無法得到多個輸出電壓，輸出電壓和輸入電壓沒有隔離，輸出電壓不能比輸入電壓低，即使完全關斷開關，輸出電壓只能等于輸入電壓（除去二極管的導通壓降）。 Buck 變壓器只能對輸入電壓進行降壓變換，如果輸入電壓比輸出電壓低，變換器就不能正常工作，而且 buck 電路只有一路輸出，如果需要多路輸出電壓，除非愿意采用第二級電壓調節(jié)器，如接解線 畢業(yè)設計論文 16 性調節(jié)器， buck 電路就不能使用；雖然 buck 電路既可以工作于電流連續(xù)狀態(tài)，又可以工作于電流斷續(xù)狀態(tài)，但是輸入電流總是斷續(xù)的，這就意味著每個周期里，當開關關斷時，輸入電流為零，輸入電流斷續(xù)會使 EMI 濾波器要比別的電路拓撲更大，而且 buck 電路不應用門極驅動。 8）是否能夠同 步整流：同步整流不管負載大小如何，都可以是變換器工作于電流連續(xù)模式 9）輸出電流的大?。喝绻敵鲭娏骱艽螅x用電壓模式要比電流模式控制好。 5） EMI 有什么要求： EMI 的要求橫哦啊，建議不要輸入電流不連續(xù)的那些拓撲，如 buck 變換器， boost 變換器，最好讓變換器工作于電流連續(xù)模式。 3）需要多少組輸出電壓：如果多于一組，除非再后接電壓調節(jié)器，否則 就可能需要變壓器，輸出電壓組數很多時，建議用多個變換器，這樣做的結果比較理想。 畢業(yè)設計論文 15 第三章 電路的選擇 電路拓撲類型的選擇 電路拓撲結構選擇要注意的問題 1）升壓或降壓：輸入電壓總是比輸出電壓高或低嗎，如果不是就不能選擇buck 變換器或 boost 變換器 2）占空比：輸入電壓和輸出電壓是否相差 5 倍以上，如果是，就可能要用變壓器。 輸出電壓與輸入電壓之間的關系： V0=TonV1WL2TLR 反激電路的特點 在 VT 導通期間， VD2 反偏；在 VT 截止時， VD2 正偏，供給負載功率；VT 集電極承受的最大電壓值 Vcemax=Vimax+nVomax；另外電路的利用率不高，一般用在小功率輸出場合。 由圖反激波形圖可得： Vcemax=Vimax+nVomax 二極管 VD2 上的最大反壓為： VVD2 = nVimax +Vcemax 圖 26 反激波形圖 畢業(yè)設計論文 14 周期 T 越輸入電壓及輸出電壓的關系式為： T=Ton+Toff=f1=2P0Lw（ V11 +nV01 ） 從上式可知，當 V V0 一定時， f 與 P0 成反比；當 P、 V0 一定時， f 與V1 成反比，屬于脈沖寬度與頻率混合調制，也是自激 行反激式電路的主要特性。當磁能全部釋放完畢， W139。及 VD1 上的極性均發(fā)生翻轉， VT 的基極電流進一步減小，其集電極電流也隨之減小，形成正反饋過程， VT 很快截止。吃食 W2 兩端電壓使 VD2 反偏，隨著 VT 集電極電流增大，R3 上的壓降增加， VT 的基極電位由于電路中加了穩(wěn)壓二極管 VD3 而保持不變，故 VT 基極電流不斷減小， VT 開始退出飽和區(qū) ,并向截止狀態(tài)轉換。 反激電路 反激電路圖 圖 25 反激電路 反激電路的工作原理 上圖 25 的工作過程是，接通 V1 后，通過啟動電路 R R C VD3 在VT 基極中流過小電流，一次繞組 W1 啟動，在反饋繞組 W139。 當采用雙正激時，功率增大了一倍，輸出頻率增加一倍，紋波及動態(tài)響應得到改善，開關管耐壓值減半，而且取 消了反饋繞組，自身的幾個穩(wěn)壓管構成反饋路徑，降低了變壓器的制作工藝要求。= nlmaxi + w1LTVδ =nI0 + 02nLTδ ( nV1 V0)+ LwTV1δ VF 上的最大電壓： VVFmax =2V1 圖 24 正激變換器的波形圖