【正文】 封裝 )外部流限調節(jié)、遠程開／關控制 畢業(yè)設計論文 24 和同步的輸入引腳。 畢業(yè)設計論文 23 第四章 開關電源中的芯片介紹 TOP250 TOP250 的管腳圖及其作用 圖 41 TOP250的管腳圖 漏極 (D) 引腳：高壓功率 MOSFET的漏極輸出。如果開關損耗遠大于通態(tài)損耗的話，可以有： PQ ??????2f ≈ ??f 一般情況下，通常的情況是這樣的：即 使在整個范圍內(nèi)進行優(yōu)化，改變開關頻率 畢業(yè)設計論文 22 對效率的影響不是很大。 由公式： N1N2 = ? ? ? ?D*minV1 D1*VV0 D ）（ ?? N2 的二次側的線圈的匝數(shù)， N1 為一次側的線圈匝數(shù) ,V0 為輸出電壓， VD 為二 畢業(yè)設計論文 21 極管順向電壓， V1（ min）是輸入的最小的電壓， D 為占空比。 變壓器的匝數(shù)的計算 磁芯的形狀和材料選擇好以后，下面 我們要選擇合適的氣隙。我們要用的鐵氧體磁芯磁路長度非常短，這樣 B 值會 畢業(yè)設計論文 19 很大，甚至可能會使磁芯飽和，同時損耗也增大。 下面是根據(jù)所選的設計出來的整體結構圖： 圖 31 電路的整體結構 反激變壓器的主要方程 我們從交流電已經(jīng)整成直流開始，電壓加在原邊電感上，開關導通期間，電流持續(xù)上升： Ipk= LV Ton= LVDT =fLVD 這里， D 是占空比， f 是開關頻率， T= f1 是開關周期，這個方程適用于電流斷續(xù)反激式變壓器，原邊電流波形圖。 反激式變換器，開關導通時，能量存儲于變壓器原邊的電感中，注意變壓器的同名端，當開關關斷時，漏極電壓要高于輸入電壓，變壓器副邊電壓高于地，使二極管導通，向輸出電容和負載提供電源。 8）是否能夠同 步整流：同步整流不管負載大小如何，都可以是變換器工作于電流連續(xù)模式 9）輸出電流的大?。喝绻敵鲭娏骱艽螅x用電壓模式要比電流模式控制好。 輸出電壓與輸入電壓之間的關系： V0=TonV1WL2TLR 反激電路的特點 在 VT 導通期間， VD2 反偏；在 VT 截止時， VD2 正偏，供給負載功率；VT 集電極承受的最大電壓值 Vcemax=Vimax+nVomax；另外電路的利用率不高，一般用在小功率輸出場合。吃食 W2 兩端電壓使 VD2 反偏，隨著 VT 集電極電流增大，R3 上的壓降增加， VT 的基極電位由于電路中加了穩(wěn)壓二極管 VD3 而保持不變，故 VT 基極電流不斷減小， VT 開始退出飽和區(qū) ,并向截止狀態(tài)轉換。 VT 的導通時間應小于截止時間，即占空比小于 ，否則 T 將飽和。、 VD1 向輸入電源釋放 而去磁。 Buck 電路的輸出只有一路，不能用于多路輸出，除非加個第二級的電壓調節(jié)器，雖然 buck 電路即可以工作于電流連續(xù)狀態(tài)，又可以工作于電流總是斷續(xù)的。當負載電壓低于電容 C 兩端的電壓時，C 便向負載放電。 Boost電路能將電壓升高的原因是電感 L1 儲能之后具有使電壓泵升的作用，而電容 C 能將輸出電壓保持住。當 V1 截止時，電感 L1 中電流不能突變，它所產(chǎn)生 的感應電勢阻止電流減小，感應電勢的極性為下正上負，二極管 D1 導通，電感中儲存的能量（ L1I*I/2）經(jīng)二極管 D1，流入電容 C1，并供給負載 R。 技術進步驅動產(chǎn)品創(chuàng)新。 畢業(yè)設計論文 5 開關電源的現(xiàn)狀 今年來年中國電力電源市場呈現(xiàn)如下特征： 大容量電力電源產(chǎn)品的需求迅速提升，開關電源市場穩(wěn)步增長。而 從壽命角度出發(fā)，電解電容、光耦合器及排風扇等器件的壽命決定著通信電源的壽命，所以，要從設計方面著眼，盡可能使用較少的器件，提高集成度。具有各種控制功能的專用芯片，近幾年發(fā)展很迅速，如功率因數(shù)校正 (PFC)電路用的控制芯片；軟開關控制用的 ZVS、 ZCS 芯片；移相全橋用的控制芯片； ZVT、 ZCT PWM 專用控制芯片；并聯(lián)均流控制芯片；電流反饋控制芯片等。隨著市場的擴大，用戶對電源智能化的程度的要求越來越高，有關電源繼續(xù)紅監(jiān)控的標準相繼被推出，使得中國的電源業(yè)的發(fā)展得到了很好的維護。 渠道：近年來，隨著互聯(lián)網(wǎng)的迅速發(fā)展，電子商務的發(fā)展也呈現(xiàn)出迅猛式地增長，這使得電力設備的制造商有了更加便利的條件來進行產(chǎn)品的直銷，拓展電源的銷售手段和渠道。 開關電源的發(fā)展 我國的開關電源的發(fā)展 產(chǎn)品與技術：在電力電源市場中，只有少數(shù)幾家廠商擁有核心技術，其他整機生產(chǎn)廠家只能依靠組裝生產(chǎn)，經(jīng)營區(qū)域化市場，這就對電力電源產(chǎn)品性能 的發(fā)展產(chǎn)生抑制。由于功耗很小，所以散熱器也隨之減小。由于調整管工作在線性放大狀態(tài)，為了保證輸出電壓的穩(wěn) 定，它集電極與發(fā)射極之間必須承受較大的電壓差，所以會導致調整管功率較大，電源效率就很低，這樣就造成了能源的浪費。電子工程系畢業(yè)設計論文 I 摘要 針對晶體管串聯(lián)提供穩(wěn)壓電源的具有體積很大而且笨重的工頻變壓器，體積和重量都很大的濾波器，占用較大空間，質量較大，效率較低不適用現(xiàn)在電子技術的發(fā)展的的缺點，提出了發(fā)展新型電源的意見。但是晶體管串聯(lián)提供穩(wěn)壓電源的缺點是通常都需要體積很大而且笨重的工頻變壓器，體積和重量都很大的濾波器，這樣就會使得傳統(tǒng)的穩(wěn)壓電源占用很多的空間，質量也比較大。所以它的功耗小，效率可 畢業(yè)設計論文 2 以高達 70%~95%。由于其高效節(jié)能可以給我們帶來巨大的經(jīng)濟效益，所以得到了社會各方面的重視從而能夠得到推廣。所以，未在來幾年內(nèi)電力電源的價格主要是隨著原材料價格的波動而波動，但是技術因素的發(fā)展也會在很大程度上影響開關電源的價格。 20 世紀 90 年代初《通信用高頻開關整流器》和《通信局（站）電源系統(tǒng)總技術要求》等標準對指導生產(chǎn)、服務用戶起到了重要作用，對高頻開關電源在電信行業(yè)的循序推廣也起到了積極的作用。 電力電子產(chǎn)品或電路的發(fā)展方向是模塊化、集成化。 高可靠性：開關電源使用的元器件相比較比連續(xù)工作電源要少數(shù)十倍，所以可靠性得到了提高。在電路中引入微機檢測和控制，可構成多功能監(jiān)控系統(tǒng)，可以實時檢測、記錄并自動報警等。隨著競爭的加劇，電力電源廠商在市場規(guī)模效應和技術研發(fā)能力上充分重視起來，以提高品牌影響力和市場競爭力。 畢業(yè)設計論文 6 第二章 開關電源的幾種結構 boost 電路 電路圖 圖 21 boost電路 boost 電路的工作原理 Boost 電路（圖 21）即為升壓斬波電路，當 V1 導通時，能量從輸入電源流入，并儲存于電感 L1 中，由于 Q1 導通期間正向飽和管壓降很小，故這時二極管 D1 反偏，負載由濾波電容 C 供給能量，將 C1 中儲存的電能（ CV0*V0/2）釋放給負載 R。由于占空比 D總是小于 1， V0 總是大于 V1。經(jīng)過 Ton 時間以后，控制信號使 Q1 截止， L1 中的電流減小， L1 中儲存的磁場能量便通過續(xù)流二極管 D1 傳遞給負載。由于電路中沒有變壓器，所以輸入和輸出之間沒有隔離。39。采用雙線并繞耦合方式。上產(chǎn)生一個感應電 畢業(yè)設計論文 13 壓；此電壓使 VT 基極電流增大，導致其集電極電流隨之增大，形成正反饋過程，使 VT 很快 飽和。 變壓器一次電流與輸入電壓、輸出電壓之間的關系式為： ilmax = 1TonVTP02 =2P0（ V11 +nV01 ） 從上式可知，當 P0、 V0 一 帶那個是， V1 增大， ilmax 減??；當 V V0 一定時，i lmax 與 P0(即 I0)成正比，在 V1=V1min ，以及 P0=P0max 時， ilmax 值最大。 6）成本高低：對離線式電源來說，也可以用 IGBT，否則就考慮 MOSTET 7）電源是否需要空載工作：如果電源需要空載工作，變換器就要工作于電流斷續(xù)模式，除非是同步整流。正激式變換器的變壓器不能存儲能量，因此不像反激式變換器那樣有功率上的限制，變換器只有一個電感，用來平滑輸出電容上的電流，正激式變換器可以做到 500W 甚至更大，這對 MOSFET 的要求比較高。從實驗室現(xiàn)有的材料，我準備采用 輸出功率更大、設計靈活性更強、高 效節(jié)能的集成離線式開關 IC， TOP250，在 TOP250 的典型電路中采用的就是反激式，反激式的輸出功率是幾瓦到幾百瓦，正好符合輸出的要求。 我們已經(jīng)知道（工程上單位取厘米、安和高斯） Bmax=mmaxl ? （ 1） 以及： L=m8e2 l u?? （ 2） 這里 lm 是磁路長度。 圖 33 磁芯 畢業(yè)設計論文 20 由于我做的這個變壓器的開關頻率為 132kHZ，查一下軟磁鐵氧體材料選擇表， E42 的性能優(yōu)良，能夠適用所設計的電路。 現(xiàn)在來計算次級線圈的匝數(shù)（是 48V 匝數(shù)）。另一方面，降低開關頻率的確能夠降低開關晶體管的損耗： PQ ≈ K+Af 式 中， K 由通態(tài)損耗決定， A 由開關速度決定。 下圖為我做好的變壓器： 圖 34 變壓器的正面 本章小結 通過第二章的對各種拓 撲電路的分析，結和所有的因素，我們選擇了合適的拓撲結構，通過選擇的拓撲結構來計算變壓器的各種參數(shù)。連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。 源極 (S) 引腳：這個引腳是功率 MOSFET的源極連接點，用于高壓功率的回路。另外，所有重要參數(shù)（例如流限、頻率、 PWM增益等）的溫度容差及絕對容差更小、設計更簡化，系統(tǒng)成本更低。 3. 輕載時頻率降低，降低開關損耗，保持多路輸出電源中良好的交叉穩(wěn)壓精度。此外， TOP250采用了專利高壓 CMOS技術，能以高性價比將高壓功率 MOSFET和所有低壓控制電路集成到一片集成電路中。 TOP250采用反激式的拓撲結構，以高性價比將高壓 MOSFET、 PWM控制器、故 畢業(yè)設計論文 25 障自動保護功能及其它控制電路集成到一個硅片上。是過壓 (OV)、欠壓 (UV)、降低 DCMAX的線電壓前饋、遠程開／關和同步的輸入引腳。 控制 (C) 引腳：誤差放大器及反饋電流的輸入腳，用于占空比控制。磁芯 的損耗是可以的。 132kHZ 時，對于 E42 這種材料，磁感應強度為 2286/2=1143G 時的損耗近似為320mW/cm3 。著需要特意模具，需要花費很多，另一個可能出現(xiàn)的問題是：氣隙非常小，任何一點很小的氣隙誤差都會對磁感應強度產(chǎn)生很大的影響，并進一步影響損耗，甚至會導致磁芯的飽和。帶有氣隙磁芯的有效磁路長度為： le =lm =u*lgap （ 3） 在很多實際應用的例子中，后面一項遠遠大于前面一項 u*lgap lm （ 4） 所以這樣的近似是合理的 le ≈ u*lgap （ 5） 注意：制置是一個近似關系，并不能保證任何時候都成立，每一次設計的時候都要檢查一下這個近似關系是否成立。而如果開關頻率也以選定，那么只有通過減少電感才能增加功率。這種電阻可以工作于電流模式，也可以工作于電流斷續(xù)模式，而且反激式變換器最常見的工作模式是電流斷續(xù)模式。 Boost 電路一個周期時間內(nèi)，開關導通時，電壓加于電感上，電流以某一斜率上升，并將能量儲存在電感中，當開關關斷時，電流講過二極管流向輸出電容和負載。計算合適的占空比，不要使占空比太小或太大。在 VT 截止期間，由于 W2 極性翻轉式 VD2 導通， T 在 VT 導通期間所存儲的磁能轉成電能而釋放，供給負載。 正激電路一般采用電壓疊加的雙正激開關電路。具有鉗位作用，其上的電壓等于輸入電壓 V1，在 VF 再次導通之前，T 中的去磁電流必須釋放到零，即 T 中的磁通必須復位，否則變壓器 T 將發(fā)生飽和，從而導致 VT 損壞。兩端，去磁繞組 W139。建設Q1 具有理想的開關特性，其正向 飽和管壓降可以忽略，所以可以列出以下的方程： VL =V1V0=LdtdiL 由此可