【正文】 50 / 51。對于本課題而言，已完成了設計任務(CDMA各個模塊的選擇設計和系統(tǒng)仿真)和研究目的，通過用MATLAB對CDMA系統(tǒng)的仿真調試、結果分析，讓我熟悉了CDMA的工作原理，加深了對調制方式的認識，并深刻的了解實際PN碼擴頻的產生和應用。用Simulink的時間流直接進行仿真，可以反復修改電路參數，同時在Scope模塊以及頻譜儀上可以看到仿真結果。在仿真中，如果Simulink沒有提供現成的模塊要首先合成出合適的模塊，通?？梢杂靡延心K搭建。詳細地分析CDMA的結構及各模塊工作原理，是進行仿真的前提。從中可以歸納以下幾點：濾波器設置如下：抽樣判決器設置如下：誤碼率檢測使用Error Rate Calculation和display模塊組成，Error Rate Calculation一端必須接上與對應用戶相同的Bernoulli Binary Generator，才能正確反應誤碼率情況，并且而信號源需要unit delay 延時完成同步。由輸入信號與PN碼相乘完成解擴，并需要設置一個低通濾波器和抽樣判決器完成多用戶檢測。并設置了誤碼率測試部分。用戶信息擴頻調制后經信道傳輸，然后解調進入相關檢測模塊，完成信息接受。一般通信系統(tǒng)中使用的PN碼有15位或者42位。PN碼的設計我們之前使用的是4位的PN碼，但是誤碼率很高。濾波器的設計方法是：研究信源的功率譜波形，所以經過多次試驗，設置濾波器為為FIR低通濾波器,Fs=100Hz,Fpass=4Hz,Fstop=9Hz。濾波器的設計 我們經過很長時間都沒有完成多用戶檢測功能。頻譜的觀察直接用頻譜儀（spectrum）觀察信號頻譜效果不好。我們采取的6位的PN序列，生成多項式為[1 0 0 0 0 1 1],自相關性不夠強，所以導致用戶數量為4時，PN碼產生相互干擾，解擴和多用戶檢測時誤碼率升高。而用戶數量為5時，誤碼率反而比用戶數量為4時有所下降。這是在3用戶的情況下。①擴頻前頻譜：②擴頻后的頻譜：③解擴濾波后的頻譜：可以看到：待傳信息的頻譜被擴展了以后，能量被均勻地分布在較寬的頻帶上，功率譜密度下降；擴頻信號解擴以后，寬帶信號恢復成窄帶信息，功率譜密度上升；相對與信息信號，脈沖干擾只經過了一次被模二相加的調制過程，頻譜被擴展，功率譜密度下降，從而使有用信息在噪聲干擾中被提取出來。通常設置即上式表明，地址碼速率Rp是信息速率Rb的p整數倍，1個信碼周期Tb對應一個地址碼序列周期T。設置濾波器為FIR低通濾波器,Fs=100Hz,Fpass=4Hz,Fstop=9Hz。 每一路用戶與對應的PN序列相乘完成解擴，解擴后的信號是窄帶信號。收端用戶1從發(fā)端N個用戶發(fā)射在空中，在時域及頻域完全混疊的DSCDMA信號中，接收到發(fā)端用戶1的信碼。收端第1個用戶天線收到的信號 （式4）解調后的信號 （式5）經過與本地地址碼c1(t)相關檢測后輸出信號 （式6） 上式中，T為地址碼序列周期，等于信碼周期Tb，故積分號中信碼di(t)是常數可提出，得 （式7） 已知PN序列的互相關函數為0，即 （式8）代入式7，根據地址碼的正交性關系可得 （式9）上式9中為c1(t)的自相關函數峰值。本實驗系統(tǒng)采用的方案是：發(fā)端先擴頻調制再載波調制，收端先載波解調再擴頻解調。式1可寫成如下形式 （式2） 或 （式3） 上式表明，發(fā)端的DSCDMA射頻信號，可通過先擴頻調制再載波調制（式2）或先載波調制再擴頻調制（式3）得到，二者是等效的。以2PSK調制為例，發(fā)端用戶1發(fā)射的信號為 （式1）上式中，d1(t).c1(t)是（1，+1）域二元數據，則S1(t)是0/π調相的2PSK信號。由于AWGN信號易于分析、近似，因此在信號處理領域，對信號處理系統(tǒng)（如濾波器、低噪音高頻放大器、無線信號傳輸等）的噪聲性能的簡單分析(如：信噪比分析)中，一般可假設系統(tǒng)所產生的噪音或受到的噪音信號干擾在某頻段或限制條件之下是高斯白噪聲。解調采用MPSK解調模塊（MPSK Modulator Baseband），同樣設置為8進制。8進制相移鍵控即是將輸入二進制數字序列中每3比特分成一組，共有8種組合，即000，001，010，011，100，101,110,111。進一步分析容易得出，對于兩路輸入信號為多個數字序列波形線性疊加的情況，只要輸入幅度沒超過模擬乘法器線性工作范圍，上述結論（1）仍適用；而異或門是非線性器件，上述結論（2）就不能推廣了。由以上分析可得到以下結論：①（0，1）域上的二進制序列作乘法運算，必須首先轉換到（1，+1）域上（0→1，1→+1）然后再相乘。而倒相的差別，很容易通過加一級倒相器來消除，可以不予考慮。輸入二進制序列0、1…經過隔直后，以模擬乘法器輸入偏置電平為參考，成為負電平、正電平…，歸一化后為+1…，即0變成1，1變成+1。B ＝01AAB( a )AB =A， B=0：A， B=1： 1 1 AAB( b )A， B = +1(B=1)：圖3 兩個二進制序列通過(a)異或門及(b)模擬乘法器圖3中，假定A=010011…，B是長串的連0或連1。1 1 0 001 1 10 0BA1 1 1 1 1 1 11 11 A，B = 1(B=0)：AAA （1）基本原理：二進制數用0，1表示，在常用的正邏輯數字電路里面的形式是低電平（L）、高電平（H）。采樣一般設置為信源速率的整數倍，該系統(tǒng)采樣時間設置為2e5 s。該設計采用PN序列生成器（PN Sequence Generator），生成擴頻序列不同的用戶。理論分析指出，產生的m序列數由下式決定：其中Φ(x)為歐拉數(即包括1在內的小于x并與它互質的正整數的個數)?？梢?相關函數是個周期函數。⑤二值自相關特性：碼位數越長越接近于隨機噪聲的自相關特性。例如1110100與向右移3位后的序列1001110逐位模2相加后的序列為0111010，相當于原序列向右移1位后的序列,仍是m序列。 表1 部分本原多項式m序列的基本性質如下：①周期性：m序列的周期p取決于它的移位寄存器的級數, p=2n1②平衡特性：m序列中0和1的個數接近相等；m序列中一個周期內“1”的數目比“0”的數目多1個。經嚴格證明：若反饋移位寄存器的特征多項式為本原多項式，則移位寄存器能產生m序列。式中xi僅指明其系數ci的值（1或0），x本身的取值并無實際意義，也不需要去計算x的值。圖2 線性反饋移位寄存器上面曾經指出，ci的取值決定了移位寄存器的反饋連接和序列的結構。反饋線位置不同將出現不同周期的不同序列，我們希望