【正文】 E:\c\39。E:\c\39。E:\c\39。E:\c\39。i(m5)39。E:\c\39。E:\c\39。E:\c\39。E:\c\39。E:\c\39。E:\c\39。sqrt(I(vr))39。E:\c\39。E:\c\39。sqrt(I(vr))39。E:\c\39。E:\c\39。E:\c\39。 second problems can be achieved by using BiCMOS technology, or through the low threshold voltage MOS devices to achieve the process difficulty and cost will rise. Based on the above consideration, this paper bandgap voltage source principle of traditional is analyzed firstly, and then puts forward a kind of low pressure is paratively cheap and high performance bandgap voltage reference, the design of low voltage CMOS bandgap reference circuit, a temperature pensation technology, current feedback, so that the circuit can work in low voltage under the. This paper introduces design principle of bandgap voltage reference and the circuit simulation results, and analyzed the result. Based on the CSMC0 5 m Double Poly Mix Process to simulate the circuit obtained ideal results.1 Design of low voltage COMS voltage reference The traditional bandgap reference sourceFigure 1 is the principle of bandgap reference voltage source schematic diagram. Bipolar transistor baseemitter voltage Vbe, with a negative temperature coefficient, the temperature coefficient is , the temperature coefficient for +: (1)The formula (1) temperature coefficient on temperature differential and T into Vbe and Vt for K, it makes the temperature coefficient of Vref in theory is zero. Vbe is affected by the variation of power supply voltage is very small, the output voltage of the bandgap reference voltage of power supply have little effect.Figure 2 is a typical CMOS bandgap voltage reference circuit. Two PNP Q1, Q239。 High power supply rejection ratio0 IntroductionThe reference voltage source is widely used in power supply regulator, D and D/ A, A/D converter, data acquisition system, and a variety of measuring equipment. In recent years, with the rapid development of microelectronic technology, low voltage and low power consumption has bee one of the important standards of today39。 low power consumption。仿真結(jié)果證明了設(shè)計的正確性。表1 電路的器件參數(shù)器件參數(shù)P1P2P3P4P510um/P610um/P72um/18umN118um/3umN218um/3umN310um/2umN410um/2umN518um/2umN62um/10umQ15um*5umQ240um*5umC020pFR15006kR255kR355kR4表2 仿真結(jié)果參數(shù)表電源電壓/V工作溫度/℃溫度系數(shù)/ppm/℃交流PSRR/dB電源抑制特性/mV/V功耗/uW~410~+1308034516 (~130℃)~ (0~1kHz)（a）溫度特性曲線（b）直流電源抑制特性(c) 交流PSRR3 結(jié)語在應(yīng)用典型CMOS電壓基準(zhǔn)源的基礎(chǔ)上, 綜合一級溫度補(bǔ)償、電流補(bǔ)償技術(shù), 設(shè)計了帶隙電壓基準(zhǔn)源電路。得到電路的溫度特性曲線、直流電源抑制特性曲線、交流PSRR特性曲線、啟動時間曲線如圖4所示。電容C0 有助于電路的穩(wěn)定, 同時還可以減小運(yùn)放的寬度，有助于降低噪聲的影響。電流鏡的負(fù)載管 P5 , P6 和差分對管 N1 , N2 的寬長比較大, 以抑制電路的熱噪聲。當(dāng)電路工作在零點(diǎn)時, N6 管導(dǎo)通, 迅速提高節(jié)點(diǎn)2 的電壓, 產(chǎn)生基準(zhǔn)電流, 節(jié)點(diǎn)1 的電壓通過 P7 和 N5 組成的反相器, 使 N6 管完全截止, 節(jié)點(diǎn)2的電壓回落在穩(wěn)定的工作點(diǎn)上, 基準(zhǔn)源開始正常工作。固需要設(shè)計一個啟動電路, 避免基準(zhǔn)源工作在平衡零點(diǎn)。由于帶隙基準(zhǔn)源存在兩個電路平衡點(diǎn), 即零點(diǎn)和正常工作點(diǎn)。為了降低電路的復(fù)雜度, 應(yīng)用電流反饋原理, 運(yùn)放采用簡單的一階運(yùn)放, 由于Vdd的變化多于GND 的變化, 故運(yùn)放的輸入采用NMOS 的差分對結(jié)構(gòu)。圖3 整體電路圖輸出電壓Vref為：電路中溫度補(bǔ)償系數(shù)K為：通過調(diào)節(jié)R4的值, 可以調(diào)節(jié)輸出電壓Vref的大小。流過電阻R1的電流與熱力學(xué)溫度成正比。為了與CMOS標(biāo)準(zhǔn)工藝兼容，電路中PNP的e,b,c區(qū)分別采用P+，Nwell，Psub集電極接地。 低壓CMOS基準(zhǔn)電壓源的電路設(shè)計（，），采用一級溫度補(bǔ)償、電流反饋技術(shù)設(shè)計的低壓帶隙基準(zhǔn)源電路如圖3所示。比較式（5）和式（1），可得常數(shù)K為： （7）在實(shí)際設(shè)計中，K值即為式（7）表示。運(yùn)算放大器的作用使電路處于深度負(fù)反饋狀態(tài)，使得節(jié)點(diǎn)1和節(jié)點(diǎn)2的電壓相等。圖2是典型的CMOS帶隙電壓基準(zhǔn)源電路。將 Vt 乘以常數(shù)K并和Vbe相加就得到輸出電壓Vref: (1) 將式（1）對溫度T微分并代入Vbe和Vt的溫度系數(shù)可求的K，它使Vref的溫度系數(shù)在理論上為零。雙極性晶體管的基極發(fā)射極電壓Vbe,具有負(fù)的溫度系數(shù), 。并基于CSMC0 5 m Double Poly Mix Process 對電路進(jìn)行了仿真得到理想結(jié)果?；谏厦娴目紤], 本文首先對傳統(tǒng)的帶隙電壓源原理進(jìn)行分析, 然后提出了一種比較廉價且性能較高的低壓帶隙基準(zhǔn)電壓源, 采用電流反饋、一級溫度補(bǔ)償技術(shù)設(shè)計了低壓 CMOS 帶隙基準(zhǔn)源電路, 使其電路能工作在較低的電壓下。歸納起來, 前一問題可以通過合適的電阻分壓來實(shí)現(xiàn) 。另一方面, 共集電極的寄生 BJT 和運(yùn)算放大器的共模輸入電壓, 也限制了 PTAT 電流生成環(huán)路的低壓設(shè)計。因此, 作為電源調(diào)節(jié)器、 D 和 D/ A 轉(zhuǎn)換器等電路核心功能模塊之一的電A/D, 壓基準(zhǔn)源, 必然要求在低電源電壓下工作。近年來, 隨著微電子技術(shù)的迅速發(fā)展, 低壓低功耗已成為當(dāng)今電路設(shè)計的重要標(biāo)準(zhǔn)之一。 Sub 1 V。關(guān)鍵詞: CMOS基準(zhǔn)電壓源。闡述一個基于帶隙基準(zhǔn)結(jié)構(gòu)的 Sub 1 V、低功耗、 溫度系數(shù)、低高電源抑制比的CMOS基準(zhǔn)電壓源。參考文獻(xiàn)[1] . Cheng, Z. W. Wu. Low power lowvoltage reference using peaking current mirror circuit. Electronics [2] :清華大學(xué)出版社，2001年1月[3] 畢查德作為一名電子專業(yè)的學(xué)生，我只是完成了一個簡單的基本模塊的設(shè)計，還有許多值得探究和思考的方面，接下來我同樣會繼續(xù)努力學(xué)習(xí)電路知識。感謝曾經(jīng)教育和幫助過我的所有老師。感謝所有曾經(jīng)幫助過我的朋友們，他們給了我堅(jiān)強(qiáng)和自信。其次，也要感謝電子專業(yè)的老師，他們總是很耐心地回答我提出的各種問題，盡管有些在他們看來是很簡單的，這讓我省去了許多無謂的摸索過程，直接學(xué)到了一些精髓所在。致謝首先我要感謝我的導(dǎo)師李書艷老師，她個人對于學(xué)術(shù)嚴(yán)謹(jǐn)?shù)膽B(tài)度給了我很大的觸動，讓我能夠平靜下浮躁的心情認(rèn)認(rèn)真真完成整個電路的設(shè)計流程。本文通過對CMOS帶隙基準(zhǔn)電壓源進(jìn)行深入的研究，設(shè)計出了一種精度較高的帶隙基準(zhǔn)源。由上圖取點(diǎn)可知失調(diào)電壓為輸入共模范圍：單位增益帶寬：17MHz相位裕度：56度低頻增益：80dB如圖為核心電路電壓隨溫度變化曲線在0℃100℃溫度范圍內(nèi)，℃,具有良好的溫度特性。但實(shí)際上它的差分輸入級很難做到完全對稱。采用HSPICE可從直流到大于100GHZ的微波范圍內(nèi)對電路作精確的模擬、分析[10]。其中以美國原 Meta Software公司的HSPICE和Micro Sim公司的PSPICE最為流行。為了得到零溫度系數(shù)，我們由電路可知：這里有,則因?yàn)?因此有所以4 電路仿真模擬電路由于其在性能上的復(fù)雜性和電路結(jié)構(gòu)上的多樣性，對仿真工具的精度、可靠性、收斂性以及速度等都有相當(dāng)高的要求。選擇工作電流200uA下的Vbe結(jié)的溫度特性曲線，取兩點(diǎn)，坐標(biāo)分別為：（20，），（60，）因此，工作電流200uA條件下，Vbe結(jié)的溫度系數(shù)是：20℃下，工作電流200uA條件下，Vbe結(jié)電壓為： Vbe的溫度系數(shù)計算接下來對結(jié)進(jìn)行仿真，可以得到下圖：取兩點(diǎn)（20，），（60，）計算得到結(jié)的溫度系數(shù)：利用前面得到的正負(fù)溫度系數(shù)的電壓，我們現(xiàn)在可以設(shè)計出一個令人滿意的零溫度系數(shù)的基準(zhǔn)。工作電流不同溫度系數(shù)略有不同。：表3 管子參數(shù)寬長比計算值取值M*(W/L)M16231*4/2M26231*4/2M3882*8/2M4882*8/2M5357*10/2M614028*20/4M76416*16/4M87714/2M97714/2M107714/2M117714/2M127714/2M13816/2（1） 小信號低頻增益第一級增益：第二級增益：:管子的跨導(dǎo)。如下：8．通過MOS管的飽和區(qū)和線性區(qū)臨界過驅(qū)動電壓求M6的寬長比，假設(shè)，、在靜態(tài)偏置狀態(tài)：靜態(tài)時因此：因?yàn)椋骸⑺裕簽榱私档瓦\(yùn)放的功耗，偏置電流鏡電路采用與查分尾電流比例為1/10的電流設(shè)置。相位裕度，跨導(dǎo)gm7應(yīng)該滿足：顯然gm7不滿足，因此修改gm7電流值和寬長比。2. 通過轉(zhuǎn)換速率SR求M5漏電流假設(shè)補(bǔ)償電容Cc=5pF,因?yàn)镾R=/Cc所以=SR*Cc=10V/us*5pF=50uA由于流過M5的電流是50uA，所以流過MMM和M4的電流分別是25uA。為了滿足獲得60176。二級運(yùn)放結(jié)構(gòu)，提高增益，運(yùn)放中的電源抑制和噪聲的影響[7]。大量的具有不同復(fù)雜程度的運(yùn)放被用來實(shí)現(xiàn)各種功能：從直流偏置的產(chǎn)生到高速放大或者濾波。在圖中取兩個點(diǎn)（,）（,）,求出斜率： MOS管的溝道長度調(diào)制效應(yīng)系數(shù)（1）NMOS溝道長度調(diào)制效應(yīng)系數(shù) 當(dāng)管子進(jìn)入飽和區(qū)后，漏極電流隨VDS變化的斜率就是。所以PMOS的閾值電壓為： MOS管的跨導(dǎo)參數(shù)同樣是在h05mixddst02v13庫文件下（1）NMOS的跨導(dǎo)參數(shù) 在飽和區(qū)中，忽略溝道長度調(diào)制效應(yīng)，ID 可近似看成：取W/L=1，則上圖是隨變化的曲線，則隨變化的斜率就是。下面開始進(jìn)行參數(shù)提取以及手動計算的具體過程。R345q12，是帶隙基準(zhǔn)的核心電路，通過計算和仿真可以確定各個阻值，得到與溫度無關(guān)的輸出電壓。M6，7具有放大作用，同時也充當(dāng)了運(yùn)放的輸出級。M1m7組成了兩