【正文】 將直流電源直接加在電容上，這種方法結構簡單，容易實現，但是增加了整個系統的復雜程度，了系統的成本也隨之增加。如果電容取值過小，就會造成主電路直流側電壓波動過大；如果電容值取值過大，就會影響動態(tài)響應。當有源濾波器吸收有功功率時，直流側電壓就會升高；當有源濾波器發(fā)出有功功率時，直流側電壓就會下降。欠補償會影響補償電流的精度，過補償會產生諧波電流。 在系統工作時，并聯型有源濾波器由于電子開關器件和電阻的有功損耗、系統電壓和負序電流在直流側產生的能量波動，而且諧波電流和諧波電壓之間相互作用也就會與直流側電容產生能量交換，這些因素會引起直流側電容電壓的波動。根據上述分析以及連續(xù)開關調制模式下各扇區(qū)的PWM波形可得出以下結論：定義： （441） 則在不同的扇區(qū)內A, B, C三相對應的開關時間可用、根據表44進行賦值。無論在哪一個扇區(qū)，都對應最先作用的非零矢量時間(如扇區(qū)I中等于)，則為另一個非零矢量的作用時間(如扇區(qū)I中等于)。按照這個原則，仍以第一扇區(qū)為例其調制順序為：000100110111110100000，稱為對稱七段式PWM生成方式，即每個開關周期都以零矢量（000）開始和結束，中間是（111），并且根據開關損耗最小的原則使每次開關切換時只有一個開關器件動作。如果十 ，以第一扇區(qū)為例，有如下比例關系： (436)則可求得： （437） 然后可由此作為相鄰兩電壓空間矢量和零矢量的持續(xù)時間。但是在實際運用中需對電壓矢量的端點軌跡是否超出正六邊形內切圓進行判斷，再進行、的計算，具體工程實現比較麻煩。但是如果電壓矢量的端點軌跡位于正六邊形的內切圓外，此時SVPWM出現過調制暫態(tài)，如不采取措施，輸出電壓將會出現嚴重失真，影響電機的輸出轉矩。為了便于軟件設計定義了X，Y，Z，從而得出各扇區(qū)基本矢量的作用時間如表43所示。如圖46中，在I扇區(qū)，將第一扇區(qū)單獨畫出如下圖47：圖47參考電壓的合成與分解則可以表示為： （425） （426）式中，為PWM開關周期，和分別為和在一個PWM開關周期的作用時間，為零矢量的作用時間。其矢量合成方程如下：=++ （424）其中：=++式中：、為每個扇區(qū)所對應的電壓矢量作用時間。實際上，只要充分利用和，就可以使計算大為簡化。（2）相鄰兩個基本矢量作用時間的計算常規(guī)SVPWM模式下，計算兩個基本矢量作用時間在按照上述的方法確定了參考電壓矢量所在的扇區(qū)之后，就需要求出參考電壓矢量所在扇區(qū)的相鄰兩電壓矢量和相應零矢量的作用時間。N值與扇區(qū)對應關系如表42。 可見，坐標變換法的實質是通過確定變流器輸出的三相線電壓的極性來判斷參考電壓矢量所在的扇區(qū)。對、分量進行簡單運算得出所在扇區(qū)對應的N值。通常有以下兩種方法：（1） 通過確定旋轉的角度值來確定其所在的扇區(qū)。參考電壓矢量是由所在扇區(qū)兩邊的基本電壓矢量和零矢量合成的。如果參考電壓矢量是勻速旋轉，可使其端點的運動軌跡為圓形，從而可得到三相對稱的正弦量。各空間矢量的分布如圖46所示。當軸與a軸重合時，兩坐標系的變換關系為： （421）式中f為電壓或電流量，不同的開關狀態(tài)下變流器交流側電壓能用下式（422）表示： （k=1~6） (422)從式(422)可知，是6個模為的空間電壓矢量，且相鄰兩矢量的夾角為60176。SVPWM控制的具體算法如圖46所示，它包括參考電壓所在扇區(qū)的確定、相鄰兩個基本矢量作用時間的計算、矢量作用時間的切換點確定以及與載波比較生成PWM脈沖。設、為系統在k1與k時刻的指令電流的值，采用拉格朗日線性插值定理來實現k+1時刻指令電流的預測，得出，它的推導公式為： （418）同樣的原理可以求得拋物線預測推導公式： （419）將公式（418）與（419）中求得指令電流帶入到無差拍算法公式中求得與之相應的指令電壓值，其算法公式如式（420）所示： （420） SVPWM算法的實現SVPWM控制算法的原理是對變流器各開關器件的控制信號進行不同組合，然后控制各開關器件的通斷使變流器輸出的電壓空間矢量逼近由三相電壓為標準的正弦波所合成的電壓空間矢量。 圖45 無差拍SVPWM控制原理圖由圖45可知，要想實現基于SVPWM無差拍控制主要取決于指令電流的實時與準確的預測，首先需要得出指令電流的下一刻預測電流，實時而準確的預測出下一時刻的指令電流時無差拍控制精度的重要基礎。無差拍SVPWM則恩能夠解決這樣的問題。從圖41可以看出SVPWM是通過控制輸出電壓來達到控制輸出電流的目的。通常忽略R的影響，公式（415）在第k進行進行微分離散化得： （416）式（416）中的T為一個周期，與分別為補償電流在k與k+1時刻的值。為了便于諧波電流理論分析，設指令電流為，即要系統滿足，帶入式（41）得： （415）在諧波補償中，APF所產生的補償電流應當與濾波器的指令電流相等。單周控制的優(yōu)點是：變流器的開關器件的頻率固定；能夠消除一個周期內補償電流和指令信號電流間的穩(wěn)態(tài)誤差和動態(tài)誤差；控制電路結構簡單，單周控制器基本由觸發(fā)器、比較器、積分器及時鐘組成；不受電源干擾。（6）單周控制單周控制是非線性控制法，具有調制和控制特性。其優(yōu)點是動態(tài)響應很快。通過控制方波脈沖的極性與寬度，使輸出的補償電流波形與檢測的諧波電流波形重合。它應用的是離散數學模型，根據反饋信號計算出下一個采樣周期的脈沖寬度，在下一個采用周期時間內調整偏差。重復控制低頻擾動的系統的補償效果很理想，魯棒性強。重復控制的優(yōu)點是：系統結構簡單，穩(wěn)態(tài)性能好。內模原理中含有積分控制，能精確的跟蹤對指令信號中的直流成分。為了提高APF補償精度，三相APF可以采用將基波電流指令和諧波指令通過三相變兩相分別放在基波dq同步旋轉坐標系和各次諧波同步旋轉坐標系下控制。相位滯后是采用數字PI控制不可避免的問題，使穩(wěn)態(tài)誤差變大，有源濾波器的補償性能變差。PI控制，顧名思義含有比例項和積分項，控制精度由這兩項決定，積分項是對低頻段補償，理論上可以實現對直流信號的無靜差補償控制。在數字處理芯片出現之前APF電流環(huán)控制采用模擬PI控制，反饋的是輸出電流的瞬時值，控制是采用模擬的PI控制器。為了使補償的電流更好的跟蹤諧波檢測電流，大多數情況下都采用固定的滯環(huán)寬度，但是這種方法的問題是，導致變流器中的開關器件頻率不穩(wěn)定，當補償的電流值較大時，采用不變的H就會使得變流器開關器件的頻率變大，當超出器件的最高開關頻率時，造成器件的損壞。如果環(huán)寬H的取值比較大，那么器件開關通斷的頻率較低。通過這種方式使得輸出值在輸出上限、輸出下限內定，滯環(huán)的環(huán)寬是輸出上限與輸出下限的和。滯環(huán)比較器的原理是：設置兩個固定值一輸出上限和輸出下限。（2）滯環(huán)比較的原理 圖43是滯環(huán)比較器電流控制的原理圖。由于開關頻率固定，器件的選型和保護也比較容易。三角波比較方法設計原則是將偏差信號控制到最小，因而要求三角波的頻率大，才能達到最佳的輸出性能。圖42 三角波比較方式的原理圖 三角波比較的原理是將實際補償電流值與檢測系統檢測出的指令信號的差值，經放大器A，通過一個比較器與給定的三角波進行比較，產生PWM信號來控制逆變器各個開關器件的通斷狀態(tài)。APF的補償電流控制方法目前APF的電流控制策略主要包括:三角波比較、滯環(huán)電流控制、比例積分PI控制、重復控制、單周控制、無差拍控制等。根據實際產生的電流與檢測電流的差，采用控制算法得出逆變器需要產生的電壓。計算的三相瞬時電壓，是為了判斷逆變器各開關器件的開斷，通過三相瞬時電壓產生脈沖序列來控制逆變器的開關的開斷，從而產生響應的電壓。倘若APF用的是電流源型逆變器，那么只需通過合適的脈沖來控制開關的通斷，從而使APF產生期望的諧波電流。大多數APF控制系統的結構如圖41所示。為了提高控制精度，減少響應時間，增強系統的抗干擾能力，需要提出可行的控制策略。補償電流跟蹤的作用是將檢測電流的指令信號和實際補償電流比較，產生PWM信號控制主電路各個開關器件的通斷，最終保證補償電流跟蹤其指令信號的變化。因為APF的目的是改善輸電線路中電能的質量，所以交流側電流的控制是關鍵。并聯型有源濾波裝置對非線性負載產生的諧波電流和無功電流進行實時跟蹤補償，從而使電網電流和電壓同相位正弦化。因此可以通過控制APF輸出的實際電壓，使其與參考電壓的偏差最小，從而控制電流誤差矢量，最終間接的實現補償電流跟蹤參考電流。參考電流與實際輸出電流的差值為電流誤差矢量。將這8種狀態(tài)帶入式（47）可以得出各相電壓值，如下表41所示。①輸出側電感為理想電感，不考慮內阻；②電力電子器件為理想的器件，不考慮各個功率器件及二極管的通態(tài)壓降；③不考慮死區(qū)時間；④理想電源。A、B、C、N四點的電壓、是以中性點o為零電位參考點。本章小結：本章分析的是APF主電路參數設計，給出有源電力濾波器的容量、直流側電容和電壓、交流側電感的計算方法，根據設計的電路選擇合適的主電路開關器件。由式（317）、（318）、（319）得： （320）最小的電感值的選取是由系統所能允許的紋波電流的大小決定的。忽略SAPF交流側電阻： （312）由上式得A相電感的取值是， （313）上式中， （314）當并聯型有源濾波器運行的時間足夠長，那么交流側電壓的平均作用為零，為1/3的概率為2/3，為2/3的概率為1/3，因此，的期望值為4/9，代入式(313)得： （315）輸出的補償電流需要跟蹤指令電流的變化，那么在每一個PWM波形周期內補償電流的變化率要求大于指令電流的變化率。補償電流通過電感兩側的電壓的變化率產生，如果補償電流的變化率過大，那么有源濾波器的輸出的補償電流相對于檢測的指令電流存在很大的超調。針對本文直流側電容值取1mF。設電容直流側平均電壓為 ，APF運行時電容上的最大電壓設為，最小電壓設為，那么直流側電壓的脈動率可以定義為： （37）由上式（37）可以將和 表示為： （38） (39)假設電容完成一次充放電的最大時間將正好是一個PWM周期，在這段時間內，電容以最大補償電流充放電，那么電容的容量計算如下式： （310） （311）上式中，表示PWM脈沖頻率，它的取值大小決將定了APF補償諧波的最高次數，對電力電子開關器件工作頻率的要求。如果選擇的電容值大，那么電容的重量和體積就會增大，成本也相應的增加；如果選擇的電容小，則波動就會很大，那么APF的補償效果不理想。主電路直流側電容的作用是來維持的穩(wěn)定，維持變流器直流側和交流側的能量互相變換。有源電力濾波器要對50 次諧波有較好的補償效果，開關器件的工作頻率最好在 7 2500Hz = 17 500Hz 以上。開關頻率取決于所要補償的最高次諧波的頻率。器件電壓的選擇決定于APF直流母線電壓，一般取IGBT耐壓為的2倍左右即可以滿足要求。目前，IGBT最大容量可達6500V/600A，開關頻率可達2KHz。IGBT是一種N溝道增強型場控(電壓)復合器件，兼有功率MOSFET和雙極性器件的優(yōu)點：電壓驅動、輸入阻抗高、開關速度快、安全工作區(qū)寬、飽和壓降低、耐壓高、電流大。目前普遍應用的電力電子開關器件主要有三 類 ：MOSFET 器件、IGBT 器件和 GTO/IGCT 器件，MOSFET 器件具有很高的開關頻率，且容量較小，而 IGBT 器件具有較高的開關頻率， 且容量也較大，而 GTO/I GCT 器件工作頻率在 1000Hz 以下，在有源電力濾波器中不適用。 理論上，器件的開關頻率越高，有源濾波器對諧波的補償能力越強，補償諧波的效果越好， 但隨著開關器件開關頻率的增高，開關損耗也會增加，器件工作時對散熱的要求也越高，同時器件的價格也會越高。器件工作頻率的選擇應根據實際要濾除負荷電流最高次諧波的次數來確定，根據采樣定理，開關頻率必須為最高次諧波頻率的 2 倍以上。參考有源濾波器容量以及逆變器直流側電壓來決定IGBT的型號。在有源電力濾波器的主電路中，功率開關器件的選擇要求決定了有源濾波器諧波補償電流的跟蹤能力，功率開關器件的選擇需要綜合考慮直流側電壓以及補償電流等相關參數。但是相應的對開關耐壓的要求越高，成本也將增加，因此在選擇直流側電壓時要綜合考慮。由上式得出，直流側