【正文】 參考文獻1 (意)MariaGabriella，Di Benedetto，Guerino Giancola著，葛利嘉，袁曉芳，北京：電子工業(yè)出版社，20052 王金龍等著，無線超寬帶通信原理與應(yīng)用，人民郵電出版社，20053 Jessrey ，“An Introduction to Ultra Wideband Communication Systems”，Prentice Hall PTR，20054 徐斌，畢光國，超寬帶脈沖無線傳輸技術(shù)，接收機世界報，20045 鄭繼禹，林基明，超寬帶多址通信信號的功率譜分析，電子學報，20036 Robert A. Scholtz，J. M. ，M. Z. Win. Evaluation of the propagation characteristics of ultrawideband munication Antennas and Prooag。畢業(yè)論文是每一名即將畢業(yè)的大學生的最后一次大學本科的歷練，在這里，我要感謝張宏全老師，從論文的立題到撰寫，他不但從宏觀上幫我提出了大的方向，還在每一步的細節(jié)上都給予很多指導(dǎo)，而且每次討論的時候他還時時對我予以精神上的鼓勵，讓我信心倍增，也對我未來即將讀研提供了相當大的精神動力。（3）對超寬帶無線通信系統(tǒng)與其他無線通信系統(tǒng)的頻譜共存及兼容問題進行研究。由于時間有限及實現(xiàn)的技術(shù)手段受限，本文中仍然存在這樣那樣的問題，還有許多問題要解決： （1）對超寬帶通信中使用的編碼方式以及其它脈沖波形、調(diào)制方式進行研究。（3）通過本畢業(yè)設(shè)計，對UWB系統(tǒng)、信號的調(diào)制方式及其功率譜有了更加系統(tǒng)的認識和理解，并且通過計算機仿真，驗證了理論推導(dǎo)的正確性。（2），對其信道沖激響應(yīng)進行了仿真。本文運用理論分析和仿真比較的方法對幾種調(diào)制方式的信號及信號在不同信道環(huán)境下的傳輸情況進行了研究。結(jié)論 作為一種新興的無線通信技術(shù)，UWB技術(shù)與傳統(tǒng)的通信方式相比有著很大的區(qū)別。 本章小結(jié) 本章首先介紹了二進制THUWB信號的表達式及其意義，并分析二進制THUWB信號功率譜密度的算法，通過MATLAB仿真分析了在不同調(diào)制下的UWB信號的波形及其功率譜密度；，具體分析了在四種不同環(huán)境下的信道沖激響應(yīng)的波形和功率延遲剖面。所以，我們并不知道該模型與其它帶寬的信道測量是否匹配，只能假定它們有相似的趨勢和參數(shù)。其次，該模型也假定幅度對數(shù)正態(tài)衰減的變化和時延相互獨立，實際上，有關(guān)分析結(jié)果表明路徑損耗和均方根時延擴展強烈相關(guān)。首先，它假定簇和徑的到達時延率不變，然而實際情況卻并非一定如此，因為到達時間相近的路徑很可能是同一物體的不同反射成分，而看起來相隔時間長一點的可能就是室內(nèi)其他物體的反射所產(chǎn)生的多徑成分，但它們之間的到達率并不同。因此，變大時，必須增加脈沖間隔以控制ISI。當傳輸信號的兩個脈沖的時間間隔小于時，就存在ISI。但通過判決結(jié)果圖可以看出，信號仍就可以在接收端被還原，說明調(diào)制信號具有很好的抗多徑能力。，可以看到，當信號通過理想信道時，脈沖信號可以高速、無差錯的傳輸信息。通過對標準信道的參數(shù)設(shè)定，仿真得到CM4環(huán)境即極端NLOS環(huán)境下的連續(xù)沖激響應(yīng)，如下圖： CM4時的連續(xù)信道沖激響應(yīng)，時域沖激響應(yīng)的幅度分布顯得非?；靵y，重疊現(xiàn)象嚴重。 ，我們可以知道，在室內(nèi)傳播環(huán)境中，極端NLOS環(huán)境下，信號通過信道后受到的影響最大。可以明顯的從圖中看出，當越小時，波形圖的失真越明顯?？紤]信號在4種不同信噪比的情況下：0dB、8dB、16dB、24dB時信號的傳播狀況。AWGN接收機模型如下圖所示： AWGN信道接收機模型發(fā)射信號，通過調(diào)用發(fā)射信號函數(shù)產(chǎn)生發(fā)射信號，通過AWGN信道，在這里，假設(shè)發(fā)射機和接收機間距離為等d=10m，參考距離為1m時功率損耗為30dB，來表示發(fā)射信號在傳播中受的衰減情況。然后對該信號進行解調(diào)運算，即根據(jù)發(fā)端的調(diào)制方式對每個脈沖進行判決，恢復(fù)出所傳輸?shù)男畔ⅰ?UWB THPPM通信系統(tǒng)的基本組成框圖在發(fā)射端時鐘發(fā)生器產(chǎn)生一定重復(fù)周期的脈沖序列，根據(jù)用戶要傳輸?shù)男畔⒑捅硎驹撚脩舻刂返膫坞S機碼可編程延時器對系統(tǒng)時鐘進行精確的延時，延時后的脈沖序列驅(qū)動脈沖產(chǎn)生電路，形成一定脈沖形狀和規(guī)律的脈沖序列，然后耦合到超寬帶天線發(fā)射出去[5]。通常，我們只考慮讓信道模型與多徑信道的以下3個特征匹配：平均附加時延，均方根附加時延，多徑成分的總數(shù)。從第四章中我們可以知道，超寬帶室內(nèi)信道沖激響應(yīng)由6個參數(shù)決定，能表示出信道的主要特征。，總的規(guī)律已不太明顯，只是隨著時間段的增加而下降，后到達的徑比一般的徑所經(jīng)過的路徑長，在這種復(fù)雜的環(huán)境下，受到的阻隔很多，在穿越障礙物時損失的能量也多。（4）極端NLOS環(huán)境，在極端非視距環(huán)境下的時域沖激響應(yīng)，與前面任一情況相比較，幅度的分布都顯的非?；靵y，重疊現(xiàn)象非常嚴重，說明傳播環(huán)境非常差，信號傳播過程中的衍射、散射、反射現(xiàn)象很嚴重，到達多徑的衰減很慢，并且較強徑很多，分布分散。從圖中，我們可以發(fā)現(xiàn)，在接近處及后，仍然有多徑的存在，只是幅度較小。 NLOS環(huán)境下的連續(xù)信道沖激響應(yīng)（4~10m） NLOS環(huán)境下的離散信道沖激響應(yīng)（4~10m），時域沖激響應(yīng)幅度分布更為復(fù)雜，可以看出，后面到達的多徑衰落幅度較小，并且圖中有明顯的多層重疊現(xiàn)象，衰落至0的時間也較上NLOS（0~4m）時大。 NLOS環(huán)境下的離散信道沖激響應(yīng)（0~4m） 功率延遲剖面圖 ，與LOS情況下相比，衰減變慢，功率的分布就沒有那么集中，后面的一些路徑也含有高功率。此外，我們還可以看到，最強徑并不是第一時間到達的，第一徑可能是穿透障礙物到達的，而最強徑是經(jīng)過室內(nèi)障礙物的反射和散射到達，說明信號穿透障礙物而損失的能量要比經(jīng)過障礙物反射或散射時損失的能量大。在時，多徑幅度幾乎衰減為0。 NLOS環(huán)境下的信道沖激響應(yīng)（0~4m），NLOS（0~4m）連續(xù)信道沖激響應(yīng)，由于多徑信號成簇到達的特性，引起信號幅度的層疊性。而且，圖中也反映出這種情況下信道的時間彌散性比較小，功率在很短時間內(nèi)衰減至零，有利于使用的接受機收集所有能量。因為在LOS傳播中，是無障礙物傳播，信號不會發(fā)生散射和反射，信號能量僅會隨傳播距離的增加而減小，所以第一條徑也是傳輸距離最短的徑。這在接收端就非常容易收集到幾乎所有路徑的能量，增大信噪比，從而減小誤碼率。（1）收發(fā)機之間距離0~4m，傳播路徑中無阻礙物（LOS）（0~4m）時的下的連續(xù)波形圖和離散時間下的響應(yīng)圖。 有PAM有TH的UWB信號的PSD（=5000，=10） ，它描述了多徑信號成簇到達的特性，根據(jù)收發(fā)機之間的距離和室內(nèi)傳播環(huán)境的不同，共有4中情況。但是，在頻率整倍數(shù)處的那些譜線，即使增大到與傳輸?shù)拿}沖總數(shù)相等，他們?nèi)匀槐４孑^大的能量。 有PAM有TH的UWB信號的PSD（=5，=10），PAMTHUWB信號的功率譜密度的特征是在脈沖平均重復(fù)頻率及頻率的整倍數(shù)處存在譜線。從圖中我們還可以看出每個信息數(shù)據(jù)符號的脈沖的幅度是隨著傳輸信息而變化的。1組成的序列去調(diào)制一個跳時脈沖串，加入TH編碼后，產(chǎn)生的信號是一個PAMTHUWB信號。由此我們得出：偽隨機碼可以有效的改善脈沖序列的頻譜。下面仿真信號功率譜密度： 有PPM有TH的UWB信號的PSD，TH編碼和PPM調(diào)制都對功率譜密度的高斯形狀產(chǎn)生扭曲。現(xiàn)在UWB信號中加入PPM調(diào)制和TH編碼技術(shù)。但因數(shù)據(jù)調(diào)制使脈沖間隔變化并不大，改善程度不明顯，存在梳狀譜。我們可以看出，第一個比特的最后一幀與第二個比特的第一幀中，因為經(jīng)過了脈沖位置調(diào)制，脈沖位置有所不同。設(shè)代表比特“1” 的脈沖出現(xiàn)在每個時隙起始點后ε秒，代表比特“0” 的脈沖出現(xiàn)在每個時隙起始點處。然而，峰值譜線的數(shù)量卻明顯的減少。在此情況下，=10，所以在一個間隔中，每個脈沖只有10個可能的位置。雖然TH碼不是周期的，但脈沖在每個間隔中的位置不是隨機的。 無PPM有TH碼的UWB的PSD，且=5000，=10 ，信號的功率譜密度仍然由離散部分組成。如果將的值再加大，那么效果更顯著。功率譜密度的包絡(luò)仍然類似于二階高斯微分波形的傅氏變換。由TH碼的周期性可證明這個結(jié)果是正確的，其周期等于。由于偽隨機碼的周期恰好等于信息比特的重復(fù)脈沖數(shù)目，所以代表每個比特的五個脈沖中的每個時隙的位置是相同的，表現(xiàn)為周期性。但是由于加入了TH碼，每個時間間隔內(nèi)，代表一比特的5個脈沖分別出現(xiàn)在這個比特的五個幀中，而且在五個幀中的所處的時隙是不同的，所處時隙的位置則是由產(chǎn)生的偽隨機跳時碼來決定。= 5，=10，這里脈沖的的位置只由TH碼的相應(yīng)系數(shù)決定。在調(diào)制方案中加入偽隨機碼可以改變序列中脈沖間的距離，從而達到改變系統(tǒng)性能的目的。功率譜密度的包絡(luò)的形狀與基本脈沖波形二階高斯微分波形的傅氏變換相同。 無PPM無TH編碼的UWB信號的功率譜密度圖 （UWB信號的功率譜密度圖）。首先，我們定義5個脈沖代表一比特的信號。無PPM無TH的UWB信號及其PSD 無PPM無TH的UWB信號超寬帶通信系統(tǒng)中，信息的傳輸是由一串高斯脈沖來完成的。 其他典型IRUWB信號及其功率譜密度仿真本設(shè)計首先仿真信號的時域波形及其功率譜密度，考察不同調(diào)制方式對超寬帶信號的影響。由式（）可以看出，當是的整數(shù)倍時，在頻率上以為周期變化。由式（）可以看出，跳時調(diào)制使信號離散譜間隔減小，即跳時調(diào)制對功率譜有平滑作用。在等概的情況下，對于2PPMTHUWB信號，由式（）得其功率譜密度表達式[5]： （）對于式（），當，即無跳時調(diào)制的情況。式（）的傅里葉變換為： （）其離散譜為：（）式中： （）連續(xù)譜為自相關(guān)函數(shù)減去后期成分后剩余部分的傅立葉變換，得： （）所以，等概二進制THUWB信號的功率譜密度為[1]： （）式（）表明，一般形式的THUWB信號功率譜密度既有離散成分D，又有連續(xù)成分C。式（）可寫為： （）則第n個發(fā)送的“信號元”的表達式為： （）其概率為。先分析離散譜：對于式（）所描述的二進制THUWB信號脈沖位置與波形由數(shù)據(jù)和跳時碼共同決定，由于周期為，所以可以看作是一個的元的數(shù)字基帶信號。那么式（）的自相關(guān)函數(shù)為[5]： （）假設(shè)信元相互獨立，則： 此時功率譜密度為： ， ， ， （）該相關(guān)函數(shù)包含周期成分和非周期成分。當式中變量取不同函數(shù)時，即可得到幾種常用的THUWB信號[1][16][20]。 為用戶的跳時時移。不失一般性，設(shè)脈沖重復(fù)間隔即用一個脈沖表示一位信息比特。且的概率為；的概率為。對于二元信號來說，“0“和“1” 分別用不同波形發(fā)送，有： （）是表示信息比特“0”的波形；是表示信息比特“1”的波形。在此基礎(chǔ)上本章將對發(fā)射端，不同的信道環(huán)境及信號通過不同信道環(huán)境后進行仿真分析。重點探討多徑信道中的連續(xù)和離散沖激響應(yīng)及信號在信道中的傳輸過程，為后續(xù)的仿真分析打下理論基礎(chǔ)。 本章小結(jié) 本章從信號的脈沖成形、調(diào)制和發(fā)送闡述超寬帶信號的基本發(fā)送流程。然而，減少分析的多徑數(shù)目會使接收機獲取的能量減少。通常這種分析是在假定完全知道信道沖激響應(yīng)的系數(shù)或者經(jīng)過完全估值之后進行的。相關(guān)器將與接收波形相乘，然后積分，其輸出結(jié)果經(jīng)間隔抽樣，再傳送給延時單元和合并器。當信道用離散時間沖激響應(yīng)表示時，Rake接收機方案可以大大簡化。 THPPMUWB接收機當信號通過信道后，發(fā)射信號經(jīng)過衰減、時延、最終失真之后在接收端得到多個信號的疊加。此時，可以把時間倉看作接收機能夠區(qū)分的兩條多徑分量的最大時間間隔，換句話說，也就是信道估值設(shè)備的分辨率。 離散時間信道沖激響應(yīng)表征多徑信道更方便的模型是使用離散時間沖激響應(yīng)模型。在天線的非均勻方向圖情況下，這些路徑存在不同的失真。另外，上式也適用于與方向有關(guān)的失真。多徑的存在會嚴重影響接收機性能，但是，如果接收機已知多徑信道的詳細特性，就可以想辦法減小其影響。首先，信道模型中必須體現(xiàn)信道的時變特性；其次，由于失真的存在，接收信號與發(fā)射波形之間相似性更差。和的關(guān)系式由式(314)來確定。(4)雖然PN碼減小了用戶間干擾的可能性，但隨著用戶的增加，同時收到兩個用戶脈沖可能性也增大，因此不能一個脈沖而是通過對多個脈沖的采用統(tǒng)計值判決發(fā)送信息。代表{0,1}的二進制序列起調(diào)制作用。如果太小，則發(fā)生破壞性脈沖沖撞的概率就會大大增加；如果足夠大并有設(shè)計良好的跳時碼，則在許多情況下多址干擾可被模型化為一高斯隨機過程。它在每個脈沖序列的第j個脈沖上加入了的時移。(2)偽隨機跳時碼。形式為，以為周期的脈沖信號。假定信號在=0時刻開始發(fā)送的，那么第k個發(fā)射機發(fā)送的第j個符號的發(fā)送時間是在。在上式中，定義了脈沖的隨機性或者說是相對于整數(shù)倍時刻的抖動。如果采用跳時擴頻技術(shù)，就是用PN碼對信號進行處理。那么調(diào)制信號表達式為： (38)由于UWB通信系統(tǒng)的頻段范圍比較廣，一定會遇到各種信號的干擾，造成信號的失真。發(fā)射端產(chǎn)生脈沖串可用式(310)表示，這里基本脈沖式高斯二階微分形式： ()其中，為脈沖重復(fù)周期。 基本信號在超寬帶通信系統(tǒng)中往往采用多脈沖調(diào)制。在多脈沖調(diào)制中，利用不