【正文】 福州大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計 (論文 ) 28 在很大程度上，用 MOSFET 管設(shè)計電源比。同時 它具有輸入阻抗高、噪聲低、熱穩(wěn)定性好、抗輻射能力強(qiáng)、功耗小、制造工藝簡單和便于集成化等優(yōu)點 。 實際應(yīng)用中，更多是采用場效應(yīng)晶體管（ MOSFET）來構(gòu)成開關(guān)電路。所以在電源的啟動階段需要一些方法給控制電路提供能量，然后過渡到正常的工作狀態(tài) ]12[ 。如果輔助電源不給控制電路供電，主變換器將不工作。主要用于中小功率電源系統(tǒng)，有利于減小整個電源的體積，實現(xiàn)小型化，節(jié)約成本。 如圖 35所示為本文所設(shè)計電路中輔助電源的原理電路。如果使輔助電源穩(wěn)壓輸出（通常只要求波動在正負(fù) 2％以內(nèi)），可提高電路的可靠性，而且主功率電路的運行將更具可預(yù)測性。其中，輔助功能包括過流、過壓的檢測和保護(hù)、遙控信號等。我們應(yīng)該在設(shè)計完成后核算窗口面積是否夠大、變壓器 的損耗和溫升是否可以接受， 同時，在變壓器的制作中還有一些工藝問題需要注意 ]11[ 。 為了避免磁芯飽和，我們應(yīng)該在磁回路中加入一個適當(dāng)?shù)臍庀?Lg，計算如下： pepg L ANL 82 ????? ? （ 311） 在上式中， Lg 為氣隙長度，單位為 cm； Np 為原邊匝數(shù) ； Ae 為磁芯的截面積，單位為 cm2 ； Lp 為原邊電感量，單位為 H。 有了磁芯就可以求出原邊的匝數(shù)， 根據(jù)下式： ewppp AB ILN ? ??? 42 10 （ 310） 再根據(jù)原、副邊的匝 數(shù) 比關(guān)系可以求出副邊的匝數(shù)。 可由 AwAe 法求出所要鐵芯： 福州大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計 (論文 ) 26 )10(jowppew KKB ILAA ?? ???? （ 39） 在上式中， Aw 為磁芯窗口面積，單位為 cm2 ； Ae 為磁芯截面積，單位為 cm2 ； Lp 為原邊電感量，單位為 H； Ip2 為原邊峰值電流，單位為 A； Bw 為磁芯工作磁感應(yīng)強(qiáng)度，單位為 T； Ko 為窗口有效使用系數(shù)，根據(jù)安規(guī)的要求和輸出路數(shù)決定，一般 為 ～ ； Kj 為電流密度系數(shù)，一般取 395A/cm。若 Ip1 為 0，則說明變換器工作于斷續(xù) 模式，否則工作于連續(xù)模式。所以確定了反激電壓之后，就可以確定 原、副邊的匝 數(shù) 比了： sfsp UUNN ? （ 35） 其中 ， Us＝ Uo＋ Vd1＝ ＋ ＝ （ Us為次級線圈電壓， Vd1 為輸出整流二極管導(dǎo)通電壓）。 反激式變壓器的設(shè)計可分為以下幾個步驟： （ 1） 確定已知參數(shù) 開關(guān)電源應(yīng)用 —— POS 機(jī)的電源設(shè)計 25 這里的已知參數(shù)包括：輸入電壓 Uin、輸出電壓 Uout、輸出的功率 Pout、效率η、開關(guān)頻率 fs(或周期 T)、線路主開關(guān)管的耐壓 Vmos。 另外，工作于電流斷續(xù)模式時，由于變壓器電感量 較小，體積可以做得小一些 ； 而工作于電流連續(xù)模式，變壓器體積一般會較大。 反激變換器可工作于電流連續(xù)模式 (CCM)和電流斷續(xù)模式 (DCM)。 在輸出端 接有由 L C2和 C3 組成一個低通濾波器 ， 濾除噪聲干擾， 輸出低紋波電壓 。 同樣地，輸出端接的 R C1也是構(gòu)成尖峰吸收回路 ， 但它還有一個作用就是其中的電阻 R1 起 阻尼 作用，防止電容 C1和次級線圈中的寄生電容及電感 Ls 一起產(chǎn)生的振蕩，從而增加了電路 的穩(wěn)定性 。開關(guān)管截止瞬間發(fā)生的作為初級繞組的電壓加到開關(guān)管的漏源極，這種電壓與初級繞組的阻抗成比例，非常大，就有可能損壞開關(guān)管。 因為 開關(guān)導(dǎo)通期間是在變壓器漏感中蓄積能量的。 這個電流將會持續(xù)到下次開關(guān)管截止時 (若到下次開關(guān)管截止前電流已下降到零則電路工作于電流斷續(xù)模式，否則工作于電流連續(xù)模式 )，從而保證負(fù)載電流持續(xù)不斷。 其中變壓器 T1 起隔離和傳遞儲存能量的作用 ， 即 當(dāng) 開關(guān)管 Q導(dǎo)通時， Np中有電流流過， 儲存能量 ，與此同時，二極管 D1 截止，負(fù)載中沒有電流。 圖 33 輸入整流電路原理圖 變換電路設(shè)計 通過第 2 章中對各種不同變換器比較，我們知道單端反激式變換器電路結(jié)構(gòu)簡單、緊湊、工作可靠、 成 本低，輸出功率一般為幾瓦到一百多瓦，適合于低功率輸出的開關(guān)電源 。 根據(jù)設(shè)計經(jīng)驗， C 的電容值 C=2 PL 左右 ，其中， PL 為電源輸出功率，單位為 W， C的單位為 f? ，所以 這里 C 的取值 C＝ 2 34=68 f? 。對于 DC/DC變換器紋波電壓峰峰值設(shè)計為 ～ 。 輸入濾波電容的選擇主要考慮三個方面：能滿足期望電壓紋波的電容值；電容的額定電壓；電容的額定紋波電流。 （ 1） 具體選擇整流 橋時，應(yīng)考慮的主要參數(shù)是：正向平均電流 DI ，浪涌電流 FSMI ，直流擊穿電壓 RV ，預(yù)期的耗散功率 DP ， 即每個二極管要滿足： RV ≥ )(max)( ppinV ? DI ≥ )(max)(DCinI FSMI ≥ 5DI （ 2） 輸入 濾波 電容由輸出保持時間以及直流輸入電壓要求的紋波大小決定，而且流經(jīng)電容的紋波電流 應(yīng) 在電容允許值范圍內(nèi)。如附錄 1 使用的 KBP206G 就是一種集成的整流橋。這樣就在負(fù)載 RL 上得到一個與全波整流相同的電壓波形，其電流的計算與全波整流相同，即 UL= ， IL = ， 流過每個二極管的平均電流 DI =IL/2= ， 每個二極管所承受的最高反向電壓為 2 Ui。在 輸入電壓 正半周， DD3導(dǎo)通， D D4截止，電流由 信號源 正 端 （上端） 經(jīng) D1→ RL → D3 回到 信號源負(fù)端（下端） ，在負(fù)載 RL 上得到一半波整流電壓 。所以，本文設(shè)計的整 流回路就是 典型的 電容輸入型橋式全波整流電路，其原理圖如圖 33 所示。 在實際的輸入濾波電路設(shè)計中， 往往是根據(jù)實際的濾波效果和電路結(jié)構(gòu)安排來選擇電路結(jié)構(gòu)和參數(shù)，本文設(shè)計中在允許情況下去掉了 C2 和 C3， 僅用共模電感 L1 和 L2 來濾除共模干擾。第二，磁導(dǎo)率高，但是 在實際中很難滿 足這一要求，所以，磁導(dǎo)率往往是分段考慮的。 具體的參數(shù)選擇： （ 1）電容的選擇： C1 采用 高頻特性較好的 薄膜電容器，容量大約在 ～ ，R1理論上越小越好，大約在 100k～ 10M；為了減少漏電流， C C3 選用瓷介電容，容量大約在 2200pF～ ； C1～ C3 的耐壓值均為 630VDC 或 250VAC。 共模電感 L L2 和電容 C C3 進(jìn)行 第二級濾波。 該電路 是一種復(fù)合式 EMI 濾波器， R1 和 C1構(gòu)成第一級濾波， C1 主要用來濾除差模干擾，選用高頻特性較好的薄膜電容。根據(jù)噪聲規(guī)制一般是兩種作用的回路結(jié)構(gòu)。還有一個問題是NTC 熱敏電阻在熱態(tài)下重新啟動時，對浪涌電流起不到限制作用。而當(dāng)電流的熱效應(yīng)使 NTC 熱敏元件的溫度升高， NTC 阻值急劇下降時，對系統(tǒng)的電流限制作用會較小。 其實，抑 制浪涌電流的最簡單方法 就 是在系統(tǒng) AC 線路輸入端串聯(lián)一只 NTC（ Negative Temperature Coefficient， 實為負(fù)溫度系數(shù)之意 ） 熱敏電阻。輸入電流 Iac=（最大），最大輸入電壓為 240V。單相時， ? 為（ 3～ 5） R1 C1，三相時為（ 2～ 3） R1 C1 較適宜。 沖擊電流抑制回路實例如圖 31 所示。 為了對輸入保險 絲、整流器進(jìn)行保護(hù)，同時要減少對其他電子設(shè)備造成惡劣的影響，需要接入沖擊 電流抑制回路， 把沖擊電流抑制在允許范圍內(nèi)。 沖擊電流抑制電 路 設(shè)計 浪涌電流 （又稱沖擊電流） 是指電網(wǎng)中出現(xiàn)的短時間 像 “ 浪 ” 一樣的高電壓引起的大電流。 本章將對整個開關(guān)電源的輸入電路、 變換電路 、控制電路、輸出電路及保護(hù)電路設(shè) 計進(jìn)行詳細(xì)介紹 。該電源提供單組 ， 34W 的穩(wěn)定輸出。因此反饋電路的設(shè)計可以大幅 度 簡化 。 在電壓 控制方式中， LC 濾波電路在頻率達(dá)到共鳴頻率?2/LCf ? 后，相移會接近最大值 0180 ，輸入到輸出的增益會隨著頻率的升高而迅速減小，這就增加了開關(guān)電源反饋電路設(shè)計的復(fù)雜程度。當(dāng)輸入電壓波動時， 圖 213 中 的電流檢測電阻 Rs 會立即檢測到峰值電流的變化，快速調(diào)整占空比，使輸出電壓穩(wěn)定。電流控制方 式在每個周期都限定功率管峰值電流，能徹底杜絕磁通量失衡。 (5)根本消除了 PushPull 開關(guān)電源存在的磁通量失衡問題。電流控制型和電壓控制型的開關(guān)電源相比有許多優(yōu)點，但其本身也有缺點，如電感峰值電流與平均電流有誤差 ， 直流開環(huán)負(fù)載調(diào)整率較差。 電流 控制 型 可以看作是一個受輸出電壓控制的電流源，而電流源的電流大小就反映了電源輸出電壓的大小。 在半橋、全橋和推挽變換器中，電壓型控制不能完全克服偏磁現(xiàn)象 ， 電流 控制 型 可以自動解決磁通不平衡的問題， 這是因為它 的內(nèi)部電流環(huán) 使 得即使電流脈沖寬度不同， 幅值 也 肯定相同。這在當(dāng)今電源規(guī)格要求繁多、電子設(shè)備整機(jī)可靠性要求提高的形勢下，為模塊化電源系統(tǒng)和電源冗余結(jié)構(gòu)設(shè)計提供了捷徑。只要給定或限制參考電流，就可以準(zhǔn)確地限制流過開關(guān)管和變壓器中的最大電流，從而在輸出過載或短路時保護(hù)了開關(guān)管和變壓器，也可以有效地克服因輸入電壓的浪涌產(chǎn)生很大的尖峰電流而損壞功率開關(guān)管的缺陷。 (2)具有過流保護(hù)和可并聯(lián)性。但是只要電流信號 達(dá)到了預(yù)定的幅度，電流控制回路就動作，使得 控制 脈沖寬度發(fā)生改變，保證輸出電壓的穩(wěn)定。 圖 213 電流控制方式原理框 圖 開關(guān)電源應(yīng)用 —— POS 機(jī)的電源設(shè)計 19 可見，無論是理論分析還是電路測試，都證明電流 控制 型 比電壓型控制 型 有許多 優(yōu)點： (1)對輸入電壓變化響應(yīng)快，抗干擾性能強(qiáng) 。當(dāng) 電源回路中的電流脈沖逐漸增 大， 電流在采樣電阻 Rs 上的幅度達(dá)到 Ve 電平時，脈寬比較器狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，開關(guān)管截止。圖 213 所示為電流型控制方式的原理 框 圖。 福州大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計 (論文 ) 18 圖 212 電壓控制方式原理框圖 電流控制方式 針對上述電壓型控制 方式 的缺點，最近十幾年發(fā)展起來了電流型控制技術(shù)。而 對于整個穩(wěn)壓電源系統(tǒng)來說，實際上是通過初級的勵磁電流 Ip 改變高頻變壓 器中的磁通，以適應(yīng)輸入電壓和負(fù)載的變化而保持輸出電壓穩(wěn)定的要求。二階系統(tǒng)是一個有條件穩(wěn)定系統(tǒng)， 只 有 對控制回路進(jìn)行精心設(shè)計，在滿足一定條件下，閉環(huán)系統(tǒng)才能穩(wěn)定工作。在整個控制電路中只有一個反饋環(huán)路，是一種單環(huán)控制系統(tǒng)。當(dāng) 輸出電壓下降 時，脈沖寬度增大， 增加導(dǎo)通時間 ， 使輸出電壓升高； 反之， 輸 出脈沖寬度 變窄 ， 減少導(dǎo)通時間，使輸出電壓下降， 從而 達(dá)到使輸出電壓穩(wěn) 定 的目的 。 電壓控制方式 圖 212 所示為電壓控制方式開關(guān)電源原理 框 圖。 總體上說，正激式拓?fù)?常 用電壓型控制器，升壓式拓?fù)渫ǔＳ秒娏餍涂刂?器 。對于一個電源電路， 如果