【導讀】壓電源而得到廣泛應用。該電源電路采用脈寬調(diào)制型、電流控制模式、單。端反激式工作原理，設計電路中還考慮了各種保護電路。該電源有效輸入電壓范。達75％以上，是一款高效率、低成本、微型化的小功率開關電源。在開關電源輕型化、高效化的發(fā)展歷程中，集成電路技術起了決定性的作用。單片集成化，單片開關電源實際上是一種AC/DC電源變換器。作原理，并與傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源進行了比較。其次詳細地對比介紹了不同的拓。撲結構、調(diào)制方法、控制方式的不同特點。思路、電路結構選擇、器件選擇、參數(shù)計算等一系列工作。限于篇幅，對一些輔。電路,補償網(wǎng)絡等等只做了簡單的介紹。加工而成的實物電源，并對實物電路進行測試，分析和總結。在經(jīng)過調(diào)試過程中。結合實踐的大膽嘗試。

　　

【正文】 號 達到了預定的幅度，電流控制回路就動作，使得 控制 脈沖寬度發(fā)生改變，保證輸出電壓的穩(wěn)定。在電壓型控制電路中，檢測電路對輸 入電壓的變化沒有直接反應，要到輸出電壓發(fā)生 變化后，一般要在 510 個周期后才能響應輸入電壓的變化。 (2)具有過流保護和可并聯(lián)性。在 電流控制型 DC/DC 變換 器中，由于內(nèi)環(huán)采用了直接的電流峰值控制技術，它可以及時、準確地 檢測輸出或變壓器以及開關管中的瞬態(tài)電流，自然形成了逐個電流脈沖檢測電路。只要給定或限制參考電流，就可以準確地限制流過開關管和變壓器中的最大電流，從而在輸出過載或短路時保護了開關管和變壓器，也可以有效地克服因輸入電壓的浪涌產(chǎn)生很大的尖峰電流而損壞功率開關管的缺陷。同時，由于有了這個逐個電流脈沖限制的電流環(huán)，當多臺開關電源并聯(lián)運行時，每臺電源都有獨立的電流負反饋，并聯(lián)輸出電壓有一個總的電壓負反饋控制電路，使各個電流反饋系統(tǒng)有相 同的電流參考值，這樣就可以實現(xiàn)多臺開關電源之間并聯(lián)均流。這在當今電源規(guī)格要求繁多、電子設備整機可靠性要求提高的形勢下，為模塊化電源系統(tǒng)和電源冗余結構設計提供了捷徑。 (3)變壓器的磁通平衡 。 在半橋、全橋和推挽變換器中，電壓型控制不能完全克服偏磁現(xiàn)象 ， 電流 控制 型 可以自動解決磁通不平衡的問題， 這是因為它 的內(nèi)部電流環(huán) 使 得即使電流脈沖寬度不同， 幅值 也 肯定相同。 (4)回路穩(wěn)定性好、負載響應快 。 電流 控制 型 可以看作是一個受輸出電壓控制的電流源，而電流源的電流大小就反映了電源輸出電壓的大小。這是因為電感中 電流脈沖的幅值是與直流輸出電流的平均值成比例的，因而電感的延遲作用就沒有了。電流控制型和電壓控制型的開關電源相比有許多優(yōu)點，但其本身也有缺點，如電感峰值電流與平均電流有誤差 ， 直流開環(huán)負載調(diào)整率較差。這些問題絕大部分可以采取適當措施后得到滿意地解決，這就為電流型開關電源的普及和發(fā)展創(chuàng)造了條件。 (5)根本消除了 PushPull 開關電源存在的磁通量失衡問題。磁通量失衡會 減弱電感的承壓能力，導致功率管電流不斷增大并最終燒毀。電流控制方 式在每個周期都限定功率管峰值電流，能徹底杜絕磁通量失衡。 (6)電壓調(diào)整率顯著減小。當輸入電壓波動時， 圖 213 中 的電流檢測電阻 Rs 會立即檢測到峰值電流的變化，快速調(diào)整占空比，使輸出電壓穩(wěn)定。 (7)簡化了反饋電路的設計。 在電壓 控制方式中， LC 濾波電路在頻率達到共鳴頻率?2/LCf ? 后，相移會接近最大值 0180 ，輸入到輸出的增益會隨著頻率的升高而迅速減小，這就增加了開關電源反饋電路設計的復雜程度。在電流 控制方式 中，濾波電感的小信號阻抗幾乎為零，這樣就只能產(chǎn)生最大 090 相移，增益隨頻率升高而下降的速度也減小為實際 LC 濾波電路的一半。因此反饋電路的設計可以大幅 度 簡化 。 福州大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 20 第 三 章 POS 機 的開源設計 概述 本文主要是為 POS 機設計開關電源電路。該電源提供單組 ， 34W 的穩(wěn)定輸出。根據(jù)前兩章對開關電源不同的電路拓撲結構、調(diào)制方法、控制方式的比較，結合實際設計電路的性能要求及條件， 為使電源結構簡單、緊湊 、 工作可靠、減少成本， 本文采用單端反激式電流控制型脈寬調(diào)制方式的原理 電路模型來實現(xiàn)。 本章將對整個開關電源的輸入電路、 變換電路 、控制電路、輸出電路及保護電路設 計進行詳細介紹 。 輸入電路設計 本開關電源的輸入電路包括沖擊電流抑制電 路、 輸入濾波電路、輸入整流電 路三部分。 沖擊電流抑制電 路 設計 浪涌電流 （又稱沖擊電流） 是指電網(wǎng)中出現(xiàn)的短時間 像 “ 浪 ” 一樣的高電壓引起的大電流。當某些大容量的電氣設備接通或斷開時間，由于電網(wǎng)中存在電感，將在電網(wǎng)產(chǎn)生 “ 浪涌電壓 ” ，從而引發(fā)浪涌電流。 為了對輸入保險 絲、整流器進行保護，同時要減少對其他電子設備造成惡劣的影響，需要接入沖擊 電流抑制回路， 把沖擊電流抑制在允許范圍內(nèi)。根據(jù) 各廠家要求不同，一般是抑制在交流輸入電流 Iac 的 5 倍以下。 沖擊電流抑制回路實例如圖 31 所示。輸入電容充電結束的必要時間 ? 由 R C1時間常數(shù)決定。單相時， ? 為（ 3～ 5） R1 C1，三相時為（ 2～ 3） R1 C1 較適宜。 沖擊電流抑制電路有多種實現(xiàn)方式，如串聯(lián)電阻方式、功率熱敏電阻方式、雙向晶閘管開關元件方式和晶閘管方式， 本次設計電路采用功率熱敏電阻方式。輸入電流 Iac=（最大），最大輸入電壓為 240V。接通時電流 Iop=5 Iac=5 =， 輸入電壓峰值為Upp＝ 2 240=340V， 必需接入的電阻 R1 為 R1＝ ＝ 45? （以上） （ 31） R1 需要選用能承受瞬時功率為1RP的熱敏電阻 ， 其中 WP R 2 5 6 945 )3 4 0(R1( U p p ) 221 ??? （ 32） 開關電源應用 —— POS 機的電源設計 21 根據(jù)以上計算，結合實際設計需要，選擇熱敏電阻 NTC5D9 作為 R1，見附 錄 1所示。 其實，抑 制浪涌電流的最簡單方法 就 是在系統(tǒng) AC 線路輸入端串聯(lián)一只 NTC（ Negative Temperature Coefficient， 實為負溫度系數(shù)之意 ） 熱敏電阻。由于在冷啟動時， NTC 熱敏電阻呈現(xiàn)高阻抗，因而將使 涌入 電流得到限制。而當電流的熱效應使 NTC 熱敏元件的溫度升高， NTC 阻值急劇下降時，對系統(tǒng)的電流限制作用會較小。 但是 ，由于 NTC 熱敏電阻在熱態(tài)下的阻抗并不是零，故會產(chǎn)生功率損耗，從而影響系統(tǒng)的運行效率。還有一個問題是NTC 熱敏電阻在熱態(tài)下重新啟動時，對浪涌電流起不到限制作用。 圖 31 沖擊電流抑制電路原理圖 輸入濾波電路設計 輸入濾波電路有兩種作用：其一，是防止輸入電源噪聲 竄入 電路中 ；其二，是抑制開關電源產(chǎn)生的噪聲反饋到輸入電源。根據(jù)噪聲規(guī)制一般是兩種作用的回路結構。 如圖 32所示為輸入濾波回路原理圖 。 該電路 是一種復合式 EMI 濾波器， R1 和 C1構成第一級濾波， C1 主要用來濾除差模干擾，選用高頻特性較好的薄膜電容。電阻 R給電容提供放電回路，避免因電容上的電荷積累影響濾波器的工作特性 ，斷電后還能使電源的進線端不帶電，保證使用的安全性 。 共模電感 L L2 和電容 C C3 進行 第二級濾波。 C C3 跨接在輸出端，能有效抑制共模干擾。 具體的參數(shù)選擇： （ 1）電容的選擇： C1 采用 高頻特性較好的 薄膜電容器，容量大約在 ～ ，R1理論上越小越好，大約在 100k～ 10M；為了減少漏電流， C C3 選用瓷介電容，容量大約在 2200pF～ ； C1～ C3 的耐壓值均為 630VDC 或 250VAC。 （ 2）電感的選擇： 電感 的 選 擇 原則 —— 從以下幾個方面考慮：第一，磁芯材料的頻率范圍要寬，要保證最高頻率在 1GHz，即在很寬的頻率范圍內(nèi)有比較穩(wěn)定的磁導率。第二，磁導率高，但是 在實際中很難滿 足這一要求，所以，磁導率往往是分段考慮的。磁芯材料一般是鐵氧體 ； 電感量的估算 —— 考慮阻抗和頻率 ， 共模扼流圈取 值大約在 1～ 15mH 之間。 在實際的輸入濾波電路設計中， 往往是根據(jù)實際的濾波效果和電路結構安排來選擇電路結構和參數(shù)，本文設計中在允許情況下去掉了 C2 和 C3， 僅用共模電感 L1 和 L2 來濾除共模干擾。 福州大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 22 圖 32 輸入濾波回路原理圖 輸入整流電路的設計 整流電路有電容輸入型與扼流圈輸入型兩種， 開關電源一般采用電容輸 入型 的整流電路，整流方式一般采用全波整流。所以，本文設計的整 流回路就是 典型的 電容輸入型橋式全波整流電路，其原理圖如圖 33 所示。 工作原理： 四只整流二極管接成電橋形式，故稱橋式整流。在 輸入電壓 正半周， DD3導通， D D4截止，電流由 信號源 正 端 （上端） 經(jīng) D1→ RL → D3 回到 信號源負端（下端） ，在負載 RL 上得到一半波整流電壓 。 在 輸入信號 的負半周， D D3 截止， D D4 導通，電流 信號源正端（下端） 經(jīng) D2→ RL → D4 回到 信號源負端（ 上端 ） ，在負載 RL 上得到另一半波整流電壓。這樣就在負載 RL 上得到一個與全波整流相同的電壓波形，其電流的計算與全波整流相同，即 UL= ， IL = ， 流過每個二極管的平均電流 DI =IL/2= ， 每個二極管所承受的最高反向電壓為 2 Ui。 目前，小功率橋式整流電路的四只整流二極管，被接成橋路后封裝成一個整流器件，稱 硅橋 或 橋堆 ，使用方便 。如附錄 1 使用的 KBP206G 就是一種集成的整流橋。 橋式整流電路克服了全波整流電路要求變壓器次級有中心抽頭和二極管承受反壓大的缺點，但多用了兩只二極管。 （ 1） 具體選擇整流 橋時，應考慮的主要參數(shù)是：正向平均電流 DI ，浪涌電流 FSMI ，直流擊穿電壓 RV ，預期的耗散功率 DP ， 即每個二極管要滿足： RV ≥ )(max)( ppinV ? DI ≥ )(max)(DCinI FSMI ≥ 5DI （ 2） 輸入 濾波 電容由輸出保持時間以及直流輸入電壓要求的紋波大小決定，而且流經(jīng)電容的紋波電流 應 在電容允許值范圍內(nèi)。 C 的紋波電 流 對電源壽命有很大影響，應特別注意。 輸入濾波電容的選擇主要考慮三個方面：能滿足期望電壓紋波的電容值；電容的額定電壓；電容的額定紋波電流。 開關電源應用 —— POS 機的電源設計 23 對于交流離線變換器，紋波電壓一般設計為輸入交流電壓峰值的 5%～ 8%。對于 DC/DC變換器紋波電壓峰峰值設計為 ～ 。輸入濾波電容的大小可以從下式得到： )(2( m i n ))(ppr ip p leininavinVVf PC???? （ 33） 其中， inf —— 離線式電源輸入交流電壓最小額定頻率； (min)inV —— 交流輸入整流電壓的最小峰值； )(ppri leV ? —— 輸入電容上要得到的電壓紋波峰峰值 。 根據(jù)設計經(jīng)驗， C 的電容值 C=2 PL 左右 ，其中， PL 為電源輸出功率，單位為 W， C的單位為 f? ，所以 這里 C 的取值 C＝ 2 34=68 f? 。因為當輸入電壓為 240V 時，峰值為 2 240=340V，所以要求 C的耐壓值應該在 340V 以上，這里選取 400V， 68 f? 的電解電容，如附 錄 1中所示 的 C2 就是原理圖中的 C]9[ 。 圖 33 輸入整流電路原理圖 變換電路設計 通過第 2 章中對各種不同變換器比較，我們知道單端反激式變換器電路結構簡單、緊湊、工作可靠、 成 本低，輸出功率一般為幾瓦到一百多瓦，適合于低功率輸出的開關電源 。所以，本文設計的 POS 機 電源電路就采用單端反激式變換電路，變換電路部分如圖 34所示 ]10[ 。 其中變壓器 T1 起隔離和傳遞儲存能量的作用 ， 即 當 開關管 Q導通時， Np中有電流流過， 儲存能量 ，與此同時，二極管 D1 截止，負載中沒有電流。當 開關管 Q 截止 時 ， Np 通過續(xù)流二極管 D1向 Ns 釋放能量 ，從而提供負載工作 。 這個電流將會持續(xù)到下次開關管截止時 (若到下次開關管截止前電流已下降到零則電路工作于電流斷續(xù)模式，否則工作于電流連續(xù)模式 )，從而保證負載電流持續(xù)不斷。 福州大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 24 電路中輸入端的 C、 R 和 D組成 RCD 漏感電流 尖峰吸收電路 。 因為 開關導通期間是在變壓器漏感中蓄積能量的。這時，與次級繞組之間沒有耦合，因此，導通期間能量不能傳到次級線圈。開關管截止瞬間發(fā)生的作為初級繞組的電壓加到開關管的漏源極，這種電壓與初級繞組的阻抗成比例，非常大，就有可能損壞開關管。為此，接入此吸收回路，此電壓經(jīng)二極管整流，電容平滑后消耗在電阻中，一般把此電壓抑制到 50V 左右 。 同樣地，輸出端接的 R C1也是構成尖峰吸收回路 ， 但它還有一個作用就是其中的電阻 R1 起 阻尼 作用，防止電容 C1和次級線圈中的寄生電容及電感 Ls 一起產(chǎn)生的振蕩，從而增加了電路 的穩(wěn)定性 。參數(shù)計算較麻煩，因此，實際設計中采用試探方法確定元件參數(shù)。 在輸出端 接有由 L C2和 C3 組成一個低通濾波器 ， 濾除噪聲干擾， 輸出低紋波電壓 。 圖 34 單端反激變換電路圖 變壓器設計 單端反激式變壓器設計的方法較多，對于反激式 變換電路 設計來說最難的也就是變壓器的設計和調(diào)整， 一般須視具體工作狀態(tài)而定。 反激變換器可工作于電流連續(xù)模式 (CCM)和電流斷續(xù)模式 (DCM)。 同樣輸出功率時，工作于電流斷續(xù)模式具 有較大的峰值電流，此時開關晶體管、整流二極管、變壓器和電容上的 損耗會增加，所以一般效率較低 ； 工作于電 流連續(xù)模式下，效率較高，但輸出二極管反向恢復時易引起振蕩和噪聲 。 另外，工作于電流斷續(xù)模式時，由于變壓器電感量 較小，體積可以做得小一些 ； 而工作于電流連續(xù)模式，變壓器體積一般會較大。變壓器參數(shù)的選取應結合整個電路設計和實際應用情況，在最初的設計中，為取得比較適中的性能，可考慮使電路工作于電流臨界連續(xù)狀態(tài)。 反激式變壓器的設計可分為以下幾個步驟： （ 1） 確定已知參數(shù) 開關電源應用 —— POS 機的電源設計 25 這里的已知參數(shù)包括：輸入電壓 Uin、輸出電壓 Uout、輸出的功率 Pout、效率η、開關頻率 fs(或周期 T)、線路主開關管的耐壓 Vmos。 （ 2） 計算 未知參數(shù) 在反激變換器中， 初級 反射電壓即反激電壓 Uf 與 最大 輸入電壓 峰值 Udcmax 之和不能高過主開關管的耐壓，同時還要留有一定的余 量 (此處假設為 50%的余量 )，則 反激電壓由下式確定： 2 )( maxdcm osf UVU ?? （ 34） 反激電壓和輸出電壓的關系由原、副邊的匝比確定。所以確定了反激電壓之后，就可以確定 原、副邊的匝 數(shù) 比了： sfsp UUNN ? （ 35） 其中 ， Us＝ Uo＋ Vd1＝ ＋ ＝ （ Us為次級線圈電壓， Vd1 為輸出整流二極管導通電壓）。 另外，反激電源的最大占空比出現(xiàn)在最低輸入電壓、最大輸出功率的狀態(tài)，根據(jù)在穩(wěn)態(tài)下，變壓器的磁平衡，可以有下式： ）－（ m a xm a xm i n 1 DUDU fdc ??? （ 36） 設在最大占空比時，當開關管導通時，原邊電流為 Ip1，當開關管截止 時，原邊電流上升到 Ip2。若 Ip1 為 0，則說明變換器工作于斷續(xù) 模式，否則工作于連續(xù)模式。由能量守恒，我們有下式： ???????? outdcppin PUDIIP m i nm a x21 )(2 1 （ 37） 本設計電路工作于電流連續(xù)模式， 一般連續(xù)模式設計 中 ，我們令 Ip2=3Ip1 ， 這樣就可以求出變換器的原邊電流，由此可以得到原邊電感量： Psdcp If UDL ???? minmax （ 38） 其中 ，Δ Ip=Ip2Ip1=2Ip1。 可由 AwAe 法求出所要鐵芯： 福州大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 26 )10(jowppew KKB ILAA ?? ???? （ 39） 在上式中， Aw 為磁芯窗口面積，單位為 cm2 ； Ae 為磁芯截面積，單位為 cm2 ； Lp 為原邊電感量，單位為 H； Ip2 為原邊峰值電流，單位為 A； Bw 為磁芯工作磁感應強度，單位為 T； Ko 為窗口有效使用系數(shù)，根據(jù)安規(guī)的要求和輸出路數(shù)決定，一般 為 ～ ； Kj 為電流密度系數(shù)，一般取 395A/cm。 根據(jù)求得的 AwAe 值選擇合適的磁芯， 一般盡量選擇窗口長寬之比 較大的磁芯，這樣磁芯的窗口有效使用系數(shù)較高，同時可以減小漏感。 有了磁芯就可以求出原邊的匝數(shù)， 根據(jù)下式： ewppp AB ILN ? ??? 42 10 （ 310） 再根據(jù)原、副邊的匝 數(shù) 比關系可以求出副邊的匝數(shù)。有時求 出 的匝數(shù)不是整數(shù)，這時應該調(diào)整某些參數(shù)，使原、副邊的匝數(shù)合適。 為了避免磁芯飽和，我們應該在磁回路中加入一個適當?shù)臍庀?Lg，計算如下： pepg L ANL 82 ????? ? （ 311） 在上式中， Lg 為氣隙長度，單位為 cm； Np 為原邊匝數(shù) ； Ae 為磁芯的截面積，單位為 cm2 ； Lp 為原邊電感量，單位為 H。 至此，單端反激開關電源變壓器的主要參數(shù)設計完成。我們應該在設計完成后核算窗口面積是否夠大、變壓器 的損耗和溫升是否可以接受， 同時，在變壓器的制作中還有一些工藝問題需要注意 ]11[ 。 開關電源應用 —— POS 機的電源設計 27 輔助電源的設計 輔助電源拓撲電路一般來說輸出功率很?。?1W～ 3W） ， 輸出電壓為 10～ 15V，主要是為主功率電路的 PWM 芯片及提供輔助功能的邏輯、檢測電路供電。其中，輔助功能包括過流、過壓的檢測和保護、遙控信號等。 這類輔助電源并一定要穩(wěn)壓輸出，因為負載通?？梢猿惺芟鄬^大的輸入電源波動（最大可達 15％）。如果使輔助電源穩(wěn)壓輸出（通常只要求波動在正負 2％以內(nèi)），可提高電路的可靠性，而且主功率電路的運行將更具可預測性。這類電源所用元件數(shù)量必須少且成本要低，并且只能占用主功率電路及其輸出電路所占用空間的一小部分。 如圖 35所示為本文所設計電路中輔助電源的原理電路。 由主變換器高頻變壓器輸出的一部分構成 輔助電源。主要用于中小功率電源系統(tǒng)，有利于減小整個電源的體積，實現(xiàn)小型化，節(jié)約成本。特點是輔助電源與主變換器二者的工作狀態(tài)互相制約。如果輔助電源不給控制電路供電，主變換器將不工作。而當主電路不工作，輔助電路也隨之關閉。所以在電源的啟動階段需要一些方法給控制電路提供能量，然后過渡到正常的工作狀態(tài) ]12[ 。 圖 35 輔助電源電路原理圖 開關管的選擇 從原理上說，能夠用來當成開關管的器件有 很多種，例如雙極型晶體管，快速晶閘管，可關斷晶閘管，場效應晶體管和絕緣柵 雙極型晶體管。 實際應用中，更多是采用場效應晶體管（ MOSFET）來構成開關電路。這是因為 MOSFET具有更快的開關速度，電源開關頻率可以做得更高，可以從 50kHz 提高到 200KHz 甚至400kHz。同時 它具有輸入阻抗高、噪聲低、熱穩(wěn)定性好、抗輻射能力強、功耗小、制造工藝簡單和便于集成化等優(yōu)點 。 對于電路設計者來說， MOSFET 的制造材料和固態(tài)物理結構并不太重要，更主要的是直流伏安特性、極間電容、溫度特性和開關速度。 福州大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 28 在很大程度上，用 MOSFET 管設計