【正文】 在 Oxy平面中 R 不變，電場分布是一個同心圓 孔縫泄漏場的數(shù)值分析 坐標變量變換成直角坐標變量 將此變換公式代入 (5． 20)中，得到矩形狹縫泄漏場電場強度分布函數(shù) 舉例現(xiàn)有長方孔，長 a=，寬 b=，試分析距孔心 y=1m處的場強，孔表面處入射平面波 E=eyE0ejwt． ejβz，入射波頻率 w=2π109 解： k=2π/λ=20． 9， x=0， y=1m， z=0，代入式 (5． 122)得 穿過孔縫的電磁場對導線激勵的分析 孔縫衍射電磁場 穿過孔縫的電磁場可按格林定理推導的基爾霍夫公式給出 : 設長條形狹縫入射波為垂直導電平面的平面電磁波，在狹縫表面上只有 xs方向的電場 Ex(xs) 當 λab時， x方向的振蕩因子變化緩慢，可寫為 電場沿導線的分布 轉換成直角坐標 直角坐標齊次變換矩陣為 P=Rt(γ， β， α)Ps+M (5． 126) 式中 P=[x， y， z]T為傳輸線坐標系坐標矩陣； Ps=[xs， ys， zs]T為孔心坐標系坐標矩陣； M=[w／ 2， h， l／ 2]T為平移矩陣； Rt(γ， β， α)為旋轉矩陣。欲使 HAt ≠ 0，導電片中必然存在電流 i且 i=2wHAt，因此對偶導電片應是一個電流元 il，它所產生的輻射場為 導電平面中小孔已被導電片填補， y0區(qū)域不再存在電磁場，因為導電片的輻射場與小孔 A產生的泄漏場完全抵消了。設想有一個無限薄的理想導電片 SA，尺寸和孔 A相同，位于小孔 A的位置上。理想導體，且無感應電流，因此平板表面沒有切向電場和磁場 ? S2:和無限遠處包圍導電平板的半球面 ,沒有電場和磁場 邊界條件 : So中， Eot=Ex H0t=0； S1中， E1t=O H1t=O； S2中， E2t=0 H2t=0。有電場分量 Ex且是切向分量 ,磁場切向分量H0t應與 E0t垂直。小孔 A長 l，寬 w .導電平板后面有平面波入射，且有波長 λlw，在小孔 A上有均勻的電場分量 Ex=E0ejkr39。 矩形孔衍射場 圓形孔衍射場 設圓孔的圓心為坐標原點，孔半徑為 a．當 Ey=E0(常量 )均勻分布時 式中 J1為一階貝塞爾函數(shù)； S為圓孔面積 S=πa2。 矩形孔衍射場 為了便于分析衍射場的分布，通常截取 Oxz和 Oyz兩個特殊平面觀察。但是在封閉殼體的門窗、口蓋、孔洞、縫隙等不連續(xù)的開口處都會有較嚴重的電磁波泄漏，在殼體內造成局部電磁環(huán)境的惡化 孔縫泄漏電磁場是一個復雜的電磁理論問題，很難用解析的方法來精確描述場的分布，一般采用簡化的近似理論來分析，大致可以歸納為兩種觀點：一種為衍射理論；另一種為電磁對偶原理。 在左端線中， z=0， x=b處， Ex(b， 0)=EB(w)cOSθ z=0， x=0處， Ex(0， 0)=EB(w)cosθe+jβbcosθ 可解得 I2(z)分布函數(shù)。 在傳輸線左上角 z=0， x=b處場強可分解為 z軸方向分量 Ez(b，z)=EB(w)sinθ ejβzsinθ和 x軸方向分量 Ex=EB(w)cosθe+jβcosθ。電場方向與 z軸一致， z方向有磁場分量 Hz。 如果在傳輸線的上導線 (x=b處 )和下導線 (x=O處 )中，同時存在電場 Ei(b， z)和 Ei(0,z)作用，由于上導線和下導線中微電壓源方向一致，因此迭加后有 dUz=[Ei(b， z)Ei(0， z)]dz 如果在傳輸線的左端線 (z=0處 )和右端線 (z=s處 )中，同時存在微電壓源 Ei(O， x)dx和 Ei(s， x)dx，同樣，迭加后有 dUx=[Ei(0， x)Ei(s， x)]dx 在兩端線微電壓源作用下，沿傳輸線的分布電流為 在傳輸線的總電流中應該包含上、下、左、右四段導線中電壓源同時作用的和，即 以上結果是在傳輸線上和下導線中有沿 z軸方向分布的電場以及左和右端線中沿 x軸方向分布的電場的條件下得到的。假設由 w處向傳輸線左邊看去的等效阻抗為 ZeL，由 w處向右邊看去的等效阻抗為 ZeR，它們分別等于 ? 若以 w處為起始端向右到 s處構成傳輸線，起始端電壓為 dU，起始端電流為I(w)，輸入阻抗為 ZeR，線長為 (s一 w)，此時解得右段傳輸線各處電流為 同樣，以 w處為終端向左到 z=O處，構成一段傳輸線，終端電壓為 dU，終端電流為 I(w)，左端等效阻抗為 ZeL，線長為 w，解得傳輸線上電流為 應該清醒地注意到，電流 I39。 圖 5— 44為微分段 dZ的等效電路，得到回路電壓平衡方程式為 經(jīng)過對 (5． 98)式求導，并代入另一微分方程式 (5． 99)得 這是含分布源的傳輸線方程。同時可以看到隨著 A/t減小而耦合逐漸減少。根據(jù) A/t值不同，共模干擾值與頻率的關系曲線如圖 5— 42。 實際工程中以 A/t表示 CP的大小。 t是兩平行板的間距，由設備對地的安裝情況和機殼內印制板的安裝狀態(tài)而定。但是隨頻率的增高，電路的參考地線與機殼之間就會產生分布電容，機殼與大地之間也會有分布電容，這些分布電容會使共模電流構成通路在負載電阻上產生干擾電壓 分布電容 分布電容可近似為平行板電容器，其電容量 CP=ε0A/t。 Uc稱為共模電壓 .這種場對閉合回路導線的耦合稱為共模耦合。在和 l一定的情況下應盡量減小兩線的間距 d，常見的方法是采用雙絞線。 圖 5— 40平衡電路 在平衡線路中差模耦合電壓主要取決于兩平行導線所圍的面積 l實際中的差分放大器和變壓器耦合電路都是平衡電路。 平衡線路原理如圖 5— 40所示。還有 CD導線的阻抗 Zw，而 ABC‘D’EFA回路中只有 C‘D’導線的阻抗 Zw，這種阻抗不對稱的連接線路稱為不平衡線路，由于線路不平衡而造成較大的差模耦合。導線回路內感應電壓為 假如入射波以磁場強度 H為主，根據(jù)電磁感應原理，感應電壓為 圖 539單位電場在回路中產生的電壓與頻率關系 共模耦合和平衡電路 討論場對線的共模耦合時，我們對 ABCDEFA回路和ABC‘D’EFA回路作了完全對稱的假設。 共模和差模 另一種是兩根導線和設備電路構成的回路，產生感應電壓 UD。構成設備之間的共地回路。 在每個設備內部電路中都有作基準參考電位的地線，它一般通過低阻抗導線與設備盒 殼體相連。但是這些設備的外引連接電纜卻直接暴露在電磁場的作用之下，經(jīng)過場對線的激勵，感應較強的干擾能量，然后再沿導線傳導進入設備電路造成危害。 電源線對電纜干擾耦合分析 ? 電源線中高電壓對導線的電場感應耦合 ? 電源線中強電流引起的磁場感應耦合 ? 電源線與受干擾導線長度不相等 ,導線上有受感應耦合的部分和未受耦合的部分 電場耦合分析 在傳輸線理論中，通常用符號 n1和 n2表示Z1/Z0和 Z2/Z0的反正切雙曲函數(shù) 在 y0處取 dy，左右兩端的輸入阻抗分別為 磁場耦合分析 設電源線中有強電流 I1，電源線與信號線間的互感系數(shù)為 M，并且認為兩線間的磁場耦合是均勻的。取一小段△ y作等效電路分析如圖。其中 r， L， C0， G0均為單位長度導線上的集中參數(shù)。 傳輸線理論 每個微分單元 dy中可用集中參數(shù)來表示線間耦合。在主瓣以外的頻率分量幅度已很小，可以忽略不計。 ． 最大頻率 實際應用中借助計算機來實現(xiàn)分析計算就會很方便。因此段長在(0． 050． 1)λ之間為宜。在極低頻情況下，不分段和分段的耦合系數(shù) Kc差別不明顯，但在中頻和高頻情況下，不分段的耦合系數(shù)帶來很大誤差。 合理的段長 通過求解這個 n段串級電路，可以獲得負載阻抗 ZL2上的感應電壓和電流。 (4)分析和計算耦合電壓和電流。 (2)由結構參數(shù)計算一次參數(shù)。上述共地雙線結構單位長度的一次參數(shù)計算公式為： 導線對導線感應耦合一般分析步驟 (1)根據(jù)電纜的布局確定被分析導線的結構參數(shù)。 結構參數(shù) :線徑 a、線間的距離 d、耦合長度 l、導線離地的高度 h等。同時也表明兩根導線間的耦合并不單純取決于導線長度，即使在印刷線路板上兩根 較短的平行線由于信號頻率很高，即波長 λ短到比導線還短時，線間耦合就成為不可忽視的干擾途 徑。 實驗驗證研究表明，這種簡化的疊加算法誤差較大，若用耦合系數(shù) Kc=20lg(U2/Us)來表示感應 電壓 U2的相對值，計算誤差在 6 dB左右。即令 L=0， C0=∞。 當 λ ≤ 10ll時，稱為“高頻情況”，線間耦合必須應用電磁場理論的傳輸方程來分析，有時也可以采用分段處理的方法來分析。由此可見，只有在導線有效長度與信號波長相比較被