【正文】 復燕大學 出版 社． 1996． [3]郝艷捧，關志成，壬黎明等，大氣壓空氣輝光放電．電工電能新技術， 2021． 24 ： 6972 [4]李成榕，王薪掰，大氣 壓 下的輝光放電．高電壓技術， 2021． 18(12)： 4l43． [5]于洋，用于污染處理的電弧等離子體電源研制，大連理工大學碩士學位論文， 2021 [6]劉勇，材料表面處理高頻高壓低溫等離子體放電電源技術的研究，浙江大學博士學位論文， 2021 [7] 阮新波，直流開關電源的軟開關技術，科學出版社， 2021,6 [8]徐新東，賈貴璽， IGBT 緩沖電路的設計，天津大學， 1997 [9]巢鴻喧，鐘誠，杜海江 ，基于 IGBT電路的緩沖賄賂設計研究，中國農(nóng)業(yè)大學 [10]楊蔭福，段善旭，朝澤云 ， 電力電子裝置及系統(tǒng) ，清華大學出版社， 2021 。因受到研究時間的限制， 有些可能出現(xiàn)的問題還沒有呈現(xiàn)出來，希望將來能有機會對本課題進行更深入的研究，能讓其在工業(yè)應用中得到更好的運用。從中深刻的體會了 研究的辛苦。使得放電裝置 成功放電 ，產(chǎn)生等離子體。 等離子體電源的逆變電路結構，并且還涉及了功率模塊的緩沖 電路，使得電路更加完善可靠。 闡述了控制電路和驅(qū)動電路。通過網(wǎng)絡的市場調(diào)查初步了解了等離子在工業(yè)應用中是那么的重要。 本論文就是從等離子體技術的應用于發(fā)生裝置出發(fā)，設計了 單項交直流高頻逆變電源裝置。 由此可知 ，緩沖二極管應選擇電壓容量合適，瞬態(tài)正向電壓低，反向恢復時間短，反向恢復平順的緩沖二極管。緩沖二極管的瞬態(tài)正向電壓下降 在 關斷時發(fā)生尖峰電壓。為了 保證開關管再次關斷前，把儲存的能量放掉，求緩沖電阻 R 的公式： R 13 式中的 f為交換頻率。在放電過程中， 近似認為負載是恒流源。當緩沖電容上電壓 V 達到最大值Vmax，即諧振峰值時， 諧振 電流 I 為零，緩沖電路二極管 Ds 截止，箝位 電壓 Vcs防止振蕩。 電感能量的轉(zhuǎn)移和緩沖電容 Cs的產(chǎn)生計算 當 換流階段結束后，開關管 T1 完全截止。 電容 只 將上 一 次關斷的過沖能量回饋 給 電源 ， 減小了吸收電路的功耗 。 在 電路中 ， 電容 C 的放電電壓為電源電壓 。 該吸收電路適合大功率電路 ， 過電壓抑制效果好 。 但功率進一步增大時 ，主 回路 中 寄生電感則 會相應的 變 得 很大 ，也無法 有效的控制瞬變電壓 ， 它雖然 能 較好 地克服過沖電壓的能力 , 但是它 還是會 引起集電極電流升高 。 如 圖 37（ B） 所示 的 RCD 吸收電路 , 此電路可以有效地避免 阻容吸收 電路所產(chǎn)生的振蕩 , 此 緩沖電路中的快恢復二極管可 有效的 箝 住 瞬變電壓 ， 有效的減小振蕩。 BQ1Q2D1D2BQ1Q2D1D2BQ1Q2D1D2 （ A） RC型吸收 （ B） RCD 型吸收 （ C）放電阻止型吸收 圖 37 如圖 37（ A） 所示的 RC 型吸收電路 ， RC 型吸收電路 的 優(yōu) 點是結構 很 簡單，它是現(xiàn)在工程實踐中 運用 最多的吸收電路， 缺點是 它易于造成過沖電壓，并且在使用大容量的 IGBT時，會引起集電極電流的升高， 所以 必須 要 增大電阻 R，這樣 IGBT的 功能 會 受到一定的限制。 這種涌浪電壓會影響 IGBT 的正常工作，如果開關損耗大，器件會過熱，嚴重時甚至會造成 IGBT的損壞。IGBT 等功率器件在高頻電路中工作時，主電路中會存在一定的雜散電感和電容，在關斷時主電路的電流急劇變化，雜散電感上會誘發(fā)較高的電壓沖擊，是功率器件在關斷瞬間承受很大的涌浪電壓。半橋式電路和全橋式電路與其他電路相比還有一個共同的優(yōu)點，他們在工作時 都不需要泄放電阻，漏感中儲存的能量會直接回饋給主線路，電路的效 率就相對 變 高。由于其輸入電壓電流的不同， 在 變壓器的設計上也存在一定的區(qū)別，半橋式電路變壓器原邊線徑要粗一些 ， 圈匝數(shù) 少一些。 功率的計算： P=V 原邊 *I 輸入 ， 要使 輸出相同的功率， 則 半橋式電路的輸入電流是全橋式電路 輸入電流 的 2倍；換句話說，如果它們的開關電流 相等 ，輸入電壓也相等，半橋式 電路 的輸出功率將是全橋式 電路 的一半。Vin/2，而全橋式電路變壓器原邊電壓為177。 半橋和全橋電路的適用場合也不相同。全橋式電路有四只開關管，需要兩組相位相反的驅(qū)動脈沖分別控制兩對開關管，那就難免導致驅(qū)動電路的復雜。在不同的容量范圍里學著不同的開關器件 ，小容量 的 逆變器多用電力MOSFET，大容量 的 逆變器多用 IGBT,特大容量 的逆變器則常 用 GTO。 在 低壓輸入的場合 推挽式比較 適用 ，低壓輸入的推挽式變壓器 ，原邊繞組匝數(shù)少， 通常為了 增加兩個繞組的對稱性 采用并繞的方式 ， 但是在 變壓器制造工藝上 加大了 難度。但全橋和推挽電路都存在變壓器直流不平衡問題，需要采取解決措施。 圖 35 推挽式 圖 36 推挽式逆變器主要波形 V i nW 1 1W 2W 1 2Q 1Q 2D 1D 2V o 逆變器對比 半橋電路 電壓利用率較低 ，其輸出端的電壓波形幅值只有直流母線電壓值的一半 ；但是在半橋電路中，可以利用兩個大電容 C1 和 C2 自動補償不對稱波形，這是半橋電路的一大優(yōu)點，而且開關管承受的電壓為電源電壓，所以可以用在電源電壓較高的場合。為了減小 Q1 和 Q2 關斷所產(chǎn)生的峰值電壓， W11和 W12繞組應該緊密耦合。的交變的方波電勢，幅值為 EW2=W2/。互補導通模式下，當 Q1導通時，電源電壓 Vin加在 W11上，在 W11中感應出與 Vin相等的電勢，“ *”端為“正”極性。變壓器兩個原邊繞組 匝數(shù)相等，也就是 11W = 12W = 1W ,副邊繞組的匝數(shù)為 2W 。 移相控制時輸出電壓波形會畸變，方波電壓 VAB的寬度僅與移相角有關，移相角越大，則 VAB波形越窄。 Q1 先導通， Q4 后導通，兩者導通相差一定的角度。 移相控制方式 全橋逆變器的第三種控制方式是移相控制方式，這種控制方式是 Q1 和 Q3 輪流導通，各導通 1800角。 在 這種控制方式下，逆變器空載和電阻負載時的電壓和電流波形 和雙極性的 控制方式相同。 因此 輸出電壓的波形AW 1W 2V oQ 2Q 4D 2D 4T rV i nQ 1Q 3D 3D 1BR 不僅有 Q1 和 Q4 的導通狀態(tài)決定，而且與負載的性質(zhì)有關。在 這種 負 電 壓的作用下，電感電流 會 減小，減小 的 速度與 Q Q4開通時的 增長速度 一樣 。在 V0 的作用下，負載電流自零增加， Imax=Vin/。 在 Q1和 Q4導通時，流過的電流為 Vin/R1,Q2和 Q3導通 時的電流也為 Vin/R1，此時功率管的反并聯(lián)二極管 D1～ D4 中沒有電流流過。 若 變壓器二次側 接電阻負載 Rld，則有電流 is流過電阻， is的波形與 V0、 VAB相同，幅值 ISM=Vin/。調(diào)節(jié)開關管的導通時間，也就是調(diào)節(jié)占空比 Dy， 可以 調(diào)節(jié) VAB的寬度， 并 調(diào)節(jié) VAB的有效值大小。 Q1 和 Q4導通時，若不計開關管通態(tài)壓降，則變壓器 一次側 繞組上的電壓為 VAB=Vin， Q2和 Q3導通時VAB=Vin； Q1和 Q4與 Q2和 Q3均截止時， VAB=0。 如圖 33（ B） 是雙極性控制方式下的波形。輸入直流電源電壓 Vin，輸出交流電壓為 V0。 電感負載時如果 Q1或者 Q2導通時間 超過了 T/4時， V0 是 1800的 方波， iL變成了正負面積對稱的三角波 ， 就 不 會 再受 Q1 和 Q2導通時間變化的影響。感性負載的時候 Q1和 Q D1 和 D2 都是輪流導通的。當 Q1 截止后 iL維持原方向不變，變壓器一次側電流經(jīng)二級管 D2 續(xù)流，于是電源電壓變負 ,VAB=Vin/2。 如果 輸出 ABW 1W 2 V oC 1C 2Q 1Q 2D 1D 2T rV i n 圖 31（ A） 圖 31（ B） 端接電感負載 L，則負載 L的電流 iL是三角波， 當 Q1或 Q2的導通時，在電容的作用下， ??線性增長。幅值 V0=W2/， V0 的頻率 sf 取決于開關頻率， fs=1/Ts， Ts 為開關周期。 若 Q1 導通，則 VAB=Vin/2， 若 Q2 導通，則 VAB=Vin/2。由于電容 C1 和 C2 容量相等，而且容量較大，所以 VC1=VC2=Vin/2， 中 間 點 B的電位基本保持不變，且 V0=Vin/2。因此，單相逆變器的技術可以應用到 三相 逆變器中。 三相半橋結構可組成 三相逆變器， 3個相位互差 120176。 逆變器是把直流電能轉(zhuǎn)變成