【正文】 感謝身邊所有的朋友與同學(xué)，感謝你們四年來的陪伴與幫助，與你們一起走過的大學(xué)時(shí)代，是我一輩子都無法遺忘的美好記憶。我要在這里對(duì)他們表示深深的謝意！ 感謝我的指導(dǎo)老師——王健老師，沒有您的悉心指導(dǎo)就沒有這篇論文的順利完成。不過本人時(shí)間跟技術(shù)有限，論文的設(shè)計(jì)沒有能夠做到流片和版圖階段。電流最大調(diào)光的比例是通過最小最大兩種電流計(jì)算，公式如下：。當(dāng)信號(hào)低，管，LED不亮，輸出電容器充電狀態(tài)，該引腳被拉到一個(gè)較低的水平，這將使下銷及芯片內(nèi)部斷開，從而控制電流峰值電壓存儲(chǔ)在電容器的連接當(dāng)脈寬調(diào)制信號(hào)的高，管傳導(dǎo)，電流流過LED，LED，因?yàn)殡娙莺洼敵鲭娙蓦娙荽鎯?chǔ)最后開啟電壓，使電流可以快速的恢復(fù)到以前的狀態(tài)值，亮度穩(wěn)定。另一個(gè)缺點(diǎn)是作為一個(gè)參考電流變化，強(qiáng)度變化的同時(shí)，顏色溫度的變化，白光色一致性是無法保證。圖59 采用電阻分壓確定LED電流VADJ 的輸入電壓是：電阻上的參考基準(zhǔn)電流大小為：平衡狀態(tài)時(shí)， =V100Ω，即100Ω最大工作電壓最低責(zé)任周期是確定的。周期平均損耗為：設(shè)T son = Tsoff = Ts，所以總的開關(guān)損耗功率為：我們可以得到 Buck 變換器的效率[12]： 輸入電壓估算LED主要根據(jù)占空比決定輸入的電壓范圍，單位時(shí)間內(nèi)的開關(guān)時(shí)間就是占空比。Q1 的電流從 0 上升到Io的同時(shí)，Q1 的電壓從最大值Vdc 下降到 0。表格 51 列舉了針對(duì)多種開關(guān)頻率而推薦Rt 的可選的電阻值[12]。1C = μ F的電容，用于減小 Vin的輸入波紋；D1 是續(xù)流二極管，在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)給電感電流提供通路；電阻TR =70 KΩ 用于設(shè)定振蕩器的頻率 f = 500KHz；電容 Vc= μ F，其電壓用以限定電感的峰值電流[12]。領(lǐng)導(dǎo)權(quán)力以外的恒功率，因此，隨著電流和電壓的電源電流將減少而增加。過熱保護(hù)是通過電阻的溫度特性完成。如果主角前溫度條件沒有改變，所以芯片溫度會(huì)急劇上升，最終第5章 芯片整體仿真及其應(yīng)用方式舉例導(dǎo)致開關(guān)再次關(guān)閉。 溫度保護(hù)電路芯片長期工作在接近極限的現(xiàn)狀，內(nèi)部功率大，芯片的溫度會(huì)急劇上升。Imax 過電流保護(hù)電路 在工作過程中，當(dāng)驅(qū)動(dòng)器負(fù)載過大，或著外部電路裝置內(nèi)部部件的局部短路，開關(guān)管電流受到過流保護(hù)電路的流量限制，這是控制在額定范圍。從保護(hù)過程看，過電流保護(hù)和過熱保護(hù)電路，每個(gè)人都有他的優(yōu)點(diǎn)。當(dāng)負(fù)反饋系數(shù)大于正反饋系數(shù)，電路將負(fù)反饋，而失去了滯后效應(yīng)；當(dāng)負(fù)面的反饋系數(shù)小于正反饋系數(shù)，電路性能的積極反饋，而在電壓傳輸將出現(xiàn)滯后。遲滯比較器生成方法很多，這些方法都是利用正反饋，又可以分為外部或內(nèi)部的方法。第一級(jí)是差分輸入級(jí)，PMOS 對(duì)管 M2～M3 雙端輸入，NMOS 管 M4～M5 實(shí)現(xiàn)單端輸出；第二級(jí)是共源放大級(jí)，用 NMOS 管 M7 作為輸入，PMOS 管 M6 作電流源負(fù)載；第三級(jí)采用推挽式 CMOS 反相器，由于采用反相器，所以幾乎能達(dá)到滿幅輸出[12]。電阻輸出為：負(fù)載電容充電時(shí)，其正擺率：負(fù)載電容放電時(shí)，其負(fù)擺率：因?yàn)檩敵鲅b置的絕對(duì)價(jià)值的大隱靜脈可大，輸出設(shè)備可以保持開放狀態(tài)，確保有足夠的電流源，從而提供高轉(zhuǎn)換率。誤差放大器分為三個(gè)部分：偏置部分，高增益差分輸入部分，電流放大輸出部分，MOS 管 M16 和 M17 為偏置部分，為電流源提供柵壓?？梢姸玫姆椒ǎ⒒谏鲜龇治鎏岢隽嘶窘Y(jié)構(gòu)的緩沖運(yùn)算放大器圖47。實(shí)際不可行的?！樞?，輸入電壓范圍的特點(diǎn)是表面電位和輸入范圍大，所以第一級(jí)運(yùn)算放大器使用半導(dǎo)體作為輸入22的折疊放大器，以提高驅(qū)動(dòng)能力和輸出擺幅，二級(jí)采用共源電路，并通過電流鏡的雙端單端輸出，放大器的偏置電壓從一個(gè)參考電路?！闭郫B”級(jí)聯(lián)運(yùn)算放大器結(jié)構(gòu)提出了“套”級(jí)聯(lián)運(yùn)算放大器的輸出擺幅是有限的，在實(shí)際應(yīng)用中，很難使輸入和輸出電路，但“折疊”級(jí)聯(lián)運(yùn)算放大器這一優(yōu)勢在大功率，低電壓增益，降低頻率和高費(fèi)用的噪音。是一個(gè)差分放大器的低頻小信號(hào)增益，這里gm 為差分輸入對(duì)的跨導(dǎo)，ron 和rop 分別為 NMOS和 PMOS 的等效輸出電阻[12]。設(shè)計(jì)運(yùn)算放大器未能達(dá)到通用設(shè)計(jì)，是因?yàn)榉糯笃鞯膮?shù)互相牽制，這就造成放大器設(shè)計(jì)成一個(gè)多層面的優(yōu)化問題。第4章 子模塊的分析與設(shè)計(jì)圖45 折疊式運(yùn)算放大器的結(jié)構(gòu) 啟動(dòng)電路的具體實(shí)現(xiàn)如圖45中所示，在上電后，4R和6R 上流過的電流為零，因此 M15 的柵極和 M13 的源極為地電位，M15 導(dǎo)通后M14 和 M13 隨后導(dǎo)通，M13 導(dǎo)通使得 M5～M8 導(dǎo)通，M6 和 M8 導(dǎo)通使得 M1～M4 導(dǎo)通。C，為了設(shè)計(jì)出零溫度系數(shù)[12]。因?yàn)?M3～M4 柵源偏置電壓相同，所以M3～M4 的電流大小相等，要使 M1～M2 的電流相等，則 M1～M2 的柵源偏置電壓要相等[12]。例如，對(duì)于隨溫度變化向相反方向變化的V1 和V2 來說，我們選取α1和α 2使得,這樣就得到了具有零溫度系數(shù)的電壓基準(zhǔn)源Vref = α1 V1+ α2V2。圖42 改進(jìn)后的RC振蕩器原理圖 基準(zhǔn)電壓源參考電壓源系統(tǒng)中最重要的一個(gè)性能模塊，在各種模擬電路具有非常廣泛的應(yīng)用。因?yàn)?，所以轉(zhuǎn)換閾值電壓的電源電壓敵敵畏變化很敏感，如敵敵畏變化，電源的噪聲是直接添加到振蕩信號(hào)，振蕩頻率如此不安。典型的非對(duì)稱多諧振蕩器振蕩器包括三逆變器與一二輸入與非門，其中振蕩器由非門I 1和逆變器碘，內(nèi)容，和i1at一端的振動(dòng)信號(hào)被添加，使非門輸出電壓的振動(dòng)的轉(zhuǎn)折點(diǎn)，使電路振動(dòng)的。高頻開關(guān)模塊的原理圖如圖7所示。雖然在某些要求精度在1%到10 %的振蕩器的應(yīng)用，取而代之的將是高價(jià)格的晶體振蕩器，但其成本優(yōu)勢是非常明顯的。閩南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)第4章 子模塊的分析與設(shè)計(jì) RC 振蕩器 典型的 RC 振蕩電路我們使用了以下三個(gè)振蕩器：振蕩器，振蕩器和振蕩器。 自動(dòng)調(diào)節(jié)狀態(tài)系統(tǒng)的運(yùn)行穩(wěn)定，各項(xiàng)參數(shù)均在一個(gè)恒定值，處于平衡狀態(tài)，如果一個(gè)參數(shù)或外部環(huán)境的變化，如參考電流調(diào)整或負(fù)載變化時(shí)，則系統(tǒng)穩(wěn)定平衡狀態(tài)的打破，但因?yàn)橐粋€(gè)負(fù)反饋回路，系統(tǒng)會(huì)自動(dòng)調(diào)整達(dá)到新的平衡。LED 上的電流同時(shí)流過 Ω 的采樣電阻，采樣電阻上的壓降與基準(zhǔn)電流通過 100Ω電阻的壓降進(jìn)行比較，雙方的壓力差通過通用放大器，放大器的輸出電流對(duì)電容充放電電容，電壓的比較器反相輸入端的基準(zhǔn)電壓，比較器的正輸入開關(guān)電流采樣后得到的電壓與和正斜率補(bǔ)償電壓，當(dāng)電壓和過電壓時(shí)電容器，比較器輸出從低層次向高水平的營業(yè)額，是引發(fā)的輸入端子是“1”，使“1”，所以問邏輯開關(guān)管的關(guān)閉[12]。 啟動(dòng)階段啟動(dòng)期間， Vout 為低電壓。本芯片產(chǎn)生 PWM 調(diào)制信號(hào)的邏輯電路部分如圖 32 所示。電壓的Vadj引腳設(shè)置通過引腳電流調(diào)節(jié)器，電流流過100歐姆的電阻。外部電感電流通過外部二極管，并開始下降。LED驅(qū)動(dòng)芯片在每個(gè)周期，反饋回路控制開關(guān)的峰值電流，并沒有直接供電的開關(guān)占空比的方法。內(nèi)部電路與CV 引腳是否連接由PWM：PWM 引腳控制。接在放大器內(nèi)部電壓輸入端的是Vadj：Vadj 引腳。不使用的話則讓引腳連到Vin。圖11給出的LED驅(qū)動(dòng)在常溫下I V曲線，從圖中可以看出在正向電壓低于一個(gè)閾值，電流小，無光。而使用降壓途徑是由于電池電壓高于典型值12v，驅(qū)動(dòng)所需的電壓，所以需要驅(qū)動(dòng)的降壓拓?fù)?。閩南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)圖26 PWM峰值電流型控制原理圖從圖 26 上可以看到，電流控制是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)由輸出電壓反饋電路是由電壓外環(huán)控制，電流環(huán)，內(nèi)環(huán)電流在每個(gè)開關(guān)周期的增加，直至達(dá)到設(shè)定誤差電壓閾值電壓外環(huán)，電流環(huán)是瞬時(shí)快到每個(gè)周期脈沖電流取樣，檢測動(dòng)態(tài)變化輸出電感電流，電壓外環(huán)只負(fù)責(zé)控制輸出電壓。與電壓控制方式的不同，電流控制方式的脈寬調(diào)制電壓比較器的輸入端的電壓控制模式在鋸齒信號(hào)改變電感電流采樣值轉(zhuǎn)換成一個(gè)電壓比較器，另一端是輸出電壓采樣值與參考值的誤差放大器。電流控制模式是在電壓控制模式的基礎(chǔ)上，增加，電流負(fù)反饋環(huán)節(jié)，電感電流不再是一個(gè)獨(dú)立的變量，使開關(guān)電源變換成一階無條件穩(wěn)定系統(tǒng)，它只有一個(gè)桿和一個(gè)90度的相位滯后，從而容易沒有限制大開放的增加和改善小信號(hào)，信號(hào)特征。誤差電壓Vea是由R1和R2檢測出來的電壓V。PWM 調(diào)制適用于電壓和電流控制模式，在負(fù)載較重的情況下具有：效率很高，電壓調(diào)整率高，線性度高，輸出紋波小。電感上的電流在下降時(shí)下降到0，也就是在電感上的儲(chǔ)能已經(jīng)完全釋放，這樣的工作模式是不連續(xù)模式，如圖 23所示。Q1 關(guān)斷結(jié)束后，電感上的電流降低為1I 。圖22 Buck變換器連續(xù)工作模式下各節(jié)點(diǎn)波形當(dāng)周期開始時(shí)，電感L的起始電流是I1 ，Q1 由二極管反偏截止，控制信號(hào)驅(qū)動(dòng)后導(dǎo)通，加在 L 上的電壓是VdcVo，因?yàn)殡妷汉愣ㄌ幵陔姼袃啥?，所以電流線性上升到I2，其斜率為dI/ dt= (Vdc –Vo )/L。在 Q1 導(dǎo)通時(shí)，V1 處電壓是Vdc (設(shè) Q1 導(dǎo)通時(shí)兩端的電壓為零)。在輸入和輸出之間裝上高速通斷的晶體管，輸出直流電壓的平均值通過調(diào)節(jié)占空比來控制。因?yàn)榇蟮卣饘?dǎo)致的機(jī)械強(qiáng)度，壽命長（比汽車本身，使用壽命長），可以有效節(jié)省維修費(fèi)用，甚至從修理。白光 LED功耗低，壽命長，是目前照明用最好的選擇方案。當(dāng)白光LED的正向電流大于100 mA的白色LED可以有效地發(fā)光，標(biāo)準(zhǔn)光源數(shù)量變化與正向電