【正文】 置[12]。MOS 管 M1～M9 是差分輸入級。通用GM放大器的最終設計閩南理工學院畢業(yè)設計結(jié)構如圖48所示。第4章 子模塊的分析與設計圖47 緩沖放大器結(jié)構負反饋的實現(xiàn)，將輸出端 OUT 直接接至 M2 的柵極，所以 F = 1。有2種方法：第一種方法是在運算放大器的輸出級采用源極跟隨器，源跟隨器在使用管獲得低輸出電阻，輸出電阻的方法是數(shù)量級的1 /通用；另一種方法是使用電壓并聯(lián)負反饋的原則，假設操作放大器的輸出阻抗，開環(huán)增益，反饋系數(shù)，然后輸出電阻是反滲透/（+自動切片），通常較大，所以十Ω周圍的輸出電阻。在這里，我們需要一個緩沖功能的中間模塊，其不影響精度的基準電壓產(chǎn)生，并在電阻分壓器是理想的參考電壓，換句話說，希望得到一個輸入阻抗很大，但很小的運算放大器輸出阻抗。調(diào)光功能的實現(xiàn)，可作為參考電壓源的電阻分壓器的方式獲得所需的參考電壓，當電壓電流運算放大器的輸入端，從而得到不同的電流參考，具體應用在第五章闡述了應用部分。圖46 折疊式運算放大器的結(jié)構二級運算放大器的電路結(jié)構如圖 46 所示，MMMM8 和 M9 為電流源，為了實現(xiàn)近地電壓的輸入，需要調(diào)小 M4 和 M5 的過驅(qū)動電壓，放大器的增益計算如下。 折疊式運放結(jié)構為了實現(xiàn)高的開環(huán)增益和高輸出擺幅，放大器采用一二級結(jié)構，通常第一階段主要提供高增益，二級大輸出擺幅。一個運算放大器輸入對管的小信號電流流過直接輸出阻抗，使電路增益限制在輸入跨導和輸出阻抗的產(chǎn)品，雖然這些電路級聯(lián)結(jié)構，通過增加輸出阻抗來提高增益，但限制的輸出擺幅。級聯(lián)運算放大器有2種電路結(jié)構，一個“套”級聯(lián)運算放大器，另一種是“折疊”級聯(lián)運算放大器。在電流為亞微米型條件下，很難超過 20的增益，高增益通過提高輸出阻抗和輸入對管的跨導，其中增加輸出阻抗的方法就是采用共源共柵電路，其增益級約為。性能參數(shù)是我們設計一個運算放大器首要考慮的，像一些常規(guī)特性，第一關注的有開環(huán)增益跟輸出電壓擺幅。設計運算放大器，需要從開始認識到的參數(shù)之間的權衡，這一特點，最終需要在整體設計上綜合考慮，因此我們必須滿足每一個參數(shù)的適當?shù)臄?shù)值。 放大器 運算放大器在模擬電路中運算放大器是很非常核心的一部分，一般使用在反饋電路中。此時 Q1 管也導通，所以 M15 的源極電位為V be1 [12]。解決問題的基本思路是避免起始基準電路上電期間維持零偏置電流，可以提高啟動模塊實現(xiàn)以下功能：權力的參考電路提供從電源到地面，從而使偏置電流不為零，當參考電路形成一個偏置電流，起動模塊不會造成任何影響。選擇：圖43 典型的帶隙基準源在設計時參考電壓也需要考慮的現(xiàn)象：當一個參考電路上電偏置電流為零，因為目前的繁殖特性，所有部門繼續(xù)保持目前的一零，這會導致無限期關閉，無法獲得所需的輸出參考。C，Vt 在室溫下的溫度系數(shù)為+ mV /176。因為 M1～M2 的柵電壓的電位相同，所以源電壓的電位也要相同，即Va = Vb，又因為流過 PNP 管的電流密度之比由橫截面機之比n決定[12]。假設 M1和 M2 是相同的 NMOS 管，M3 和 M4 為相同的 PMOS 管，形成一個回路，產(chǎn)生的電流與電源電壓無關。因此，我們需要確定一個正溫度系數(shù)和負溫度系數(shù)的2種電壓的半導體技術，各種參數(shù)的裝置，一個雙極晶體管的特性參數(shù)是證明有最好的重復性，并能提供一個正溫度系數(shù)和負溫度系數(shù)的嚴格定義的體積[12]。 帶隙基準的原理 如果有相反的溫度系數(shù)與適當?shù)募訖嗪?，那么結(jié)果顯示溫度系數(shù)為0。通常我們需要一個幾乎是獨立的溫度，電源電壓和參考過程工藝參數(shù)。該refv相連的三分壓電阻，以減少的影響，電流源管阻力，可以產(chǎn)生參考電路的大小調(diào)整，通過電阻。此外，工藝參數(shù)確定管手感值，和振蕩頻率和馬鞍山手感值，使振蕩頻率由于過程中的變化。這種振蕩器是由逆變器。逆變器i4role振蕩波形整形和驅(qū)動器上。 圖41 傳統(tǒng)的RC振蕩器17第4章 子模塊的分析與設計典型的非對稱多諧振蕩器振蕩器包括三逆變器與一二輸入與非門，其中振蕩器由非門I 1和逆變器碘，內(nèi)容，和i1at一端的振動信號被添加，使非門輸出電壓的振動的轉(zhuǎn)折點，使電路振動的。圖，是一個關鍵部分開關轉(zhuǎn)換器和脈寬調(diào)制控制。然而，電阻電容的變化以及電路中放大器的延遲會顯著改變振蕩器的頻率。大多數(shù)的振蕩器使用電阻和電容的振蕩周期的確定。振蕩器僅能工作在較低的頻率，這些限制使振蕩器適合應用在低成本，低精度的應用，如音頻發(fā)生器，報警，閃爍的燈光。晶體振蕩頻率精度，但價格高；環(huán)形振蕩器的布局面積大，振動頻率高，但其穩(wěn)定性不好；和振蕩器具有成本低，沒有電感，可調(diào)頻率和電容電阻可以被集成到一個芯片次要優(yōu)點，但精度不高，一般在1%至10%，對工藝參數(shù)和溫度敏感，影響其工作電壓頻率。電流在LED上沒有馬上改變，則電阻 ，導致GM 放大器從 C 上抽走電流，電容 C 上的電壓下降，則比較器的翻轉(zhuǎn)電平值降低，電源對開關提供的電流減小，這樣電感 L 對輸出電容15Cout 的平均充電電流也就減少了，最終使輸出電容Cout對 LED 提供的電流減小到基準電流值， Ω 電阻和 100 Ω 電阻的壓降相等，電容 C 的電壓保持不變，系統(tǒng)穩(wěn)定在新的平衡狀態(tài)[12]。目前的參考源變小為例，介紹了調(diào)整過程。[12]。在剩下的時間內(nèi)，續(xù)流二極管導電，電感電流線性減小，輸出電容法院繼續(xù)提供電流[12]。 穩(wěn)定工作在 LED 驅(qū)動器穩(wěn)定工作的過程中，一個周期的開始時刻，振蕩器輸出的低電壓和Q的邏輯“0”經(jīng)過或非門使開關管導通，開關電流通過電感L對輸出電容Cout充電，電感電流LI 線性上升[12]。想要調(diào)整管 Q2 正常運作要使Vout 具有足夠的電壓。 工作狀態(tài)工作狀態(tài)分為三種：啟動階段狀態(tài)、穩(wěn)定工作狀態(tài)、自動調(diào)節(jié)工作狀態(tài)。開關管控制邏輯主要有三個特點：一、開關是由振蕩器的輸出邏輯“0”觸發(fā)；二、關閉由比較器輸出邏輯“1”觸發(fā)；三、如果振蕩器的邏輯“1”之前，13閩南理工學院畢業(yè)設計該比較器輸出邏輯“1”，然后開關，和輸出的比較邏輯狀態(tài)。 PWM 發(fā)生器的控制邏輯圖32 PWM邏輯控制信號發(fā)生器開關電源的對輸出的調(diào)整是通過控制開關管導通和關斷的占空比，因此作為整個芯片產(chǎn)生 PWM 調(diào)制信號的核心部分，控制邏輯直接決定了對開關管的 PWM調(diào)制實現(xiàn)方法。通用放大器是負責維護的簡歷引腳電壓。內(nèi)部錯誤放大器通過不斷調(diào)整簡歷引腳電壓調(diào)節(jié)輸出電流。當收到一個低脈沖，周期重新開始。開關和外部電感電流的我開始增加，當電流超過某一水平所決定的簡歷引腳電壓，電壓比較器將RS觸發(fā)器輸出，從而切斷開關。與電壓控制模式，電流模式控制，改善系統(tǒng)的動態(tài)特性的循環(huán)，并提供逐周期電流限制。SW：SW 引腳接到續(xù)流二極管和電感器上，是內(nèi)部電源開關的輸出。LED 的正極連接到LED：LED 引腳，利用電流檢測電阻器的輸出。內(nèi)部誤差放大器由Vc ： Vc 決定輸出。將REF引腳與Vadj引腳連接，可以輸出電流為1A。調(diào)節(jié) LED 電流的大小可把 REF 引腳連接至引腳Vadj ，也可以用一個電阻分壓器在Vadj 引腳上產(chǎn)生一個較低的電壓。TR ：TR 是用來控制內(nèi)部振蕩器頻率的。 LED 驅(qū)動電路的結(jié)構及簡述經(jīng)過之前的理論分析，LED 驅(qū)動芯片在本設計中的總體結(jié)構圖如圖 31所示：閩南理工學院畢業(yè)設計圖31 LED驅(qū)動芯片總結(jié)構圖Vin ： Vin 引腳連接外部電源，起到對 LED 驅(qū)動電路內(nèi)部的控制電路和開關管輸送電流的作用，SHDN ：SHDN 引腳是關閉整個驅(qū)動電路的， 時。當電壓超過一定的閾值，電流與電壓迅速增加，使LED的發(fā)光。從圖12顯示發(fā)光量基本與正向平均電流成線性關系，當流過LED正向平均電流增大，LED發(fā)光亮度是一個線性增加，所以控制LED亮度基本上是通過控制LED正向平均電流。采用脈寬調(diào)制控制由于大功率照明等重負荷的條件下，效率高，電壓調(diào)整率高，線性度高，低輸出紋波。如第一章緒論，電流控制模式比電壓控制模式相比具有更高的效率，更好的負載調(diào)整率和線性調(diào)整，因為是一個閉環(huán)系統(tǒng)，但也有更好的穩(wěn)定性和更簡單的設計方法。因此，電流控制模式與電壓控制模式更大的帶寬，理論分析和試驗，證明了電流模式控制有許多優(yōu)點比電壓模式控制。所以不管輸入電壓Vdc 如何波動，開關的導通時間Ton都能通過電流控制改變 ，使得輸出電壓穩(wěn)定為Vo=Vref(1+R1/R2)。在每個周期開始時，時鐘信號控制開關開啟，電流在開關和電感上增加，當電流增加與比vilella，觸發(fā)端高電位，關閉開關。圖 為 PWM 峰值電流控制模式的原理框圖。根據(jù)最優(yōu)控制理論，系10統(tǒng)實現(xiàn)全狀態(tài)反饋控制系統(tǒng)，可以實現(xiàn)最小平方誤差積分指標的動態(tài)響應。電流控制模式可分為峰值電流模式控制（脈沖編碼調(diào)制峰值電流模式）和平均電流模式控制（計算機：平均電流模式），含石棉材料的相變材料的基礎上發(fā)展起來的電流控制模式，通常稱為峰值電流控制模式。輸入誤差放大器EA中與參考電壓Vref比較獲得。PWM 電壓模式的控制原理圖如圖 25 所示，其原理為：講放大的誤差電壓Vea 輸入到脈寬調(diào)整器(電壓比較器)中。9 控制方式開關電源 DC－DC 變換器有兩種控制模式，分別是電流控制模式（Current Ctonrol Mode）和電壓控制模式（Voltage Ctonrol Mode）。PWM脈寬調(diào)制開關電源轉(zhuǎn)換器是最常用的方法，通