【正文】 上的儲能已經(jīng)完全釋放，這樣的工作模式是不連續(xù)模式，如圖 23所示。我們主要介紹PWM調(diào)制方式 脈寬調(diào)制（PWM：Pulse Width Modulation）開關(guān)頻率保持不變的是脈寬調(diào)制，占空比是通過調(diào)整開啟脈沖寬度來改變閩南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)的，從而實(shí)現(xiàn)能源的負(fù)荷轉(zhuǎn)移控制，稱為“定頻調(diào)寬”。PWM 調(diào)制適用于電壓和電流控制模式，在負(fù)載較重的情況下具有：效率很高，電壓調(diào)整率高，線性度高，輸出紋波小。 電壓控制模式將一個鋸齒波與誤差放大器的輸出電壓進(jìn)行比較就是電壓控制的原理，產(chǎn)生控制用的 PWM 信號。誤差電壓Vea是由R1和R2檢測出來的電壓V。圖25 PWM電壓模式控制原理圖第2章 開關(guān)電源 電流控制模式針對電壓控制方式的缺點(diǎn)，近年來開發(fā)的電流控制技術(shù)。電流控制模式是在電壓控制模式的基礎(chǔ)上，增加，電流負(fù)反饋環(huán)節(jié)，電感電流不再是一個獨(dú)立的變量，使開關(guān)電源變換成一階無條件穩(wěn)定系統(tǒng)，它只有一個桿和一個90度的相位滯后，從而容易沒有限制大開放的增加和改善小信號，信號特征。因此，在脈寬調(diào)制和輸出電壓和電感電流反饋信號的雙閉環(huán)控制是一致的一個最優(yōu)控制法。與電壓控制方式的不同，電流控制方式的脈寬調(diào)制電壓比較器的輸入端的電壓控制模式在鋸齒信號改變電感電流采樣值轉(zhuǎn)換成一個電壓比較器，另一端是輸出電壓采樣值與參考值的誤差放大器。如果Vdc 增大，則 Vs 上升速度會因?yàn)殚_關(guān)導(dǎo)通加快，Vs 超過Vea 所用的時間縮短，則Ton 變短；若Vdc 減小，則 Vs 超過Vea 讓 PWM 需要更長的時間來控制信號。閩南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)圖26 PWM峰值電流型控制原理圖從圖 26 上可以看到，電流控制是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)由輸出電壓反饋電路是由電壓外環(huán)控制，電流環(huán)，內(nèi)環(huán)電流在每個開關(guān)周期的增加，直至達(dá)到設(shè)定誤差電壓閾值電壓外環(huán)，電流環(huán)是瞬時快到每個周期脈沖電流取樣，檢測動態(tài)變化輸出電感電流，電壓外環(huán)只負(fù)責(zé)控制輸出電壓。11第3章 LED 驅(qū)動電路的結(jié)構(gòu)在第一章中有詳細(xì)的說明設(shè)計(jì)和驅(qū)動應(yīng)用環(huán)境和驅(qū)動電路設(shè)計(jì)需要考慮的各種基本模式，設(shè)計(jì)了一種驅(qū)動芯片使用電流模式脈寬調(diào)制控制降壓結(jié)構(gòu)。而使用降壓途徑是由于電池電壓高于典型值12v，驅(qū)動所需的電壓，所以需要驅(qū)動的降壓拓?fù)?。本文所設(shè)計(jì)的驅(qū)動芯片作為穩(wěn)定的照明電光源，基本要求是在外界條件變化時保持穩(wěn)定的亮度。圖11給出的LED驅(qū)動在常溫下I V曲線，從圖中可以看出在正向電壓低于一個閾值，電流小，無光。通過控制電壓的抗體可以控制電流的設(shè)備，從而控制LED亮度，但如果恒壓源的驅(qū)動，和小的變化將造成較大變化的亮度，也會產(chǎn)生很大的變化，從而導(dǎo)致如果使用恒定電壓驅(qū)動方式無法滿足日常照明光源亮度穩(wěn)定的要求，因此，要精確控制高功率LED亮度，驅(qū)動器的輸出必須提供準(zhǔn)確的恒定電流，使高功率LED一般采用恒定電流源驅(qū)動。不使用的話則讓引腳連到Vin。內(nèi)部基準(zhǔn)的緩沖輸出由REF：REF 控制。接在放大器內(nèi)部電壓輸入端的是Vadj：Vadj 引腳。輸出電流想要第一點(diǎn)的話，可以根據(jù)式 31 來設(shè)置Vadj 的電壓： AV= ………………………………………………………（31）接連接到地電位的引腳是GND：GND 。內(nèi)部電路與CV 引腳是否連接由PWM：PWM 引腳控制。OUT：OUT連接到輸出電容器和電感器，利用電流檢測電阻的輸入。LED驅(qū)動芯片在每個周期，反饋回路控制開關(guān)的峰值電流，并沒有直接供電的開關(guān)占空比的方法。每個周期開始時，振蕩器產(chǎn)生的低電壓是用來連接內(nèi)部開關(guān)。外部電感電流通過外部二極管，并開始下降。所以，簡歷引腳電容的電壓控制通過電感電流和輸出電流。電壓的Vadj引腳設(shè)置通過引腳電流調(diào)節(jié)器，電流流過100歐姆的電阻。循環(huán)是在平衡的狀態(tài)。本芯片產(chǎn)生 PWM 調(diào)制信號的邏輯電路部分如圖 32 所示。因此，如果振蕩器的頻率，開關(guān)的脈寬調(diào)制信號的工作周期通常是由芯片電流控制回路，最大占空比的工作周期是由一個振蕩器。 啟動階段啟動期間， Vout 為低電壓。所以設(shè)計(jì)了比較器在芯片內(nèi)部，用來檢測Vout ，當(dāng)?shù)陀?2V 時，要強(qiáng)制為Vc 充電是通過一個二極管來達(dá)到的，讓開關(guān)管工作，輸出電容Cout從電感 L 上獲得電壓，當(dāng)Vout 的電壓升至 2V 的時候停止獲得，這個時候調(diào)整關(guān)Q2的工作狀態(tài)為正常。LED 上的電流同時流過 Ω 的采樣電阻，采樣電阻上的壓降與基準(zhǔn)電流通過 100Ω電阻的壓降進(jìn)行比較，雙方的壓力差通過通用放大器，放大器的輸出電流對電容充放電電容，電壓的比較器反相輸入端的基準(zhǔn)電壓，比較器的正輸入開關(guān)電流采樣后得到的電壓與和正斜率補(bǔ)償電壓，當(dāng)電壓和過電壓時電容器，比較器輸出從低層次向高水平的營業(yè)額，是引發(fā)的輸入端子是“1”，使“1”，所以問邏輯開關(guān)管的關(guān)閉[12]。理想情況下，在整個系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定的輸出電壓，電容器電容基本保持恒定，每個周期的流出的領(lǐng)導(dǎo)和我從電感電流等于。 自動調(diào)節(jié)狀態(tài)系統(tǒng)的運(yùn)行穩(wěn)定，各項(xiàng)參數(shù)均在一個恒定值，處于平衡狀態(tài)，如果一個參數(shù)或外部環(huán)境的變化，如參考電流調(diào)整或負(fù)載變化時，則系統(tǒng)穩(wěn)定平衡狀態(tài)的打破，但因?yàn)橐粋€負(fù)反饋回路，系統(tǒng)會自動調(diào)整達(dá)到新的平衡。當(dāng)電流基準(zhǔn)減小，即流經(jīng) 100Ω電流減小，壓降隨之變小。閩南理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)第4章 子模塊的分析與設(shè)計(jì) RC 振蕩器 典型的 RC 振蕩電路我們使用了以下三個振蕩器：振蕩器，振蕩器和振蕩器。雖然振蕩器有很多優(yōu)點(diǎn)，但電路結(jié)構(gòu)仍然是有限的，在許多苛刻的應(yīng)用。雖然在某些要求精度在1%到10 %的振蕩器的應(yīng)用，取而代之的將是高價(jià)格的晶體振蕩器，但其成本優(yōu)勢是非常明顯的。振蕩周期和大小是成正比的。高頻開關(guān)模塊的原理圖如圖7所示。單片機(jī)實(shí)現(xiàn)監(jiān)控模塊，通訊等。典型的非對稱多諧振蕩器振蕩器包括三逆變器與一二輸入與非門，其中振蕩器由非門I 1和逆變器碘，內(nèi)容，和i1at一端的振動信號被添加，使非門輸出電壓的振動的轉(zhuǎn)折點(diǎn)，使電路振動的。該振蕩器周期為鋼筋混凝土≈。因?yàn)椋赞D(zhuǎn)換閾值電壓的電源電壓敵敵畏變化很敏感，如敵敵畏變化，電源的噪聲是直接添加到振蕩信號，振蕩頻率如此不安。 高精度 RC 振蕩電路鑒于振蕩器的關(guān)鍵參數(shù)，直接影響到工藝參數(shù)和供電電壓，導(dǎo)致缺少穩(wěn)定性，因此基于比較器的振蕩器電路被提出，圖42電路，電容器恒流充電或放電就是通過比較器輸出控制，電參考電壓在電容極板電壓間的變化在二一之間，從而產(chǎn)生振蕩周而復(fù)始。圖42 改進(jìn)后的RC振蕩器原理圖 基準(zhǔn)電壓源參考電壓源系統(tǒng)中最重要的一個性能模塊，在各種模擬電路具有非常廣泛的應(yīng)用。目前較常用的參考源18技術(shù)參考齊納和帶隙參考，這里的設(shè)計(jì)參考了帶隙基準(zhǔn)。例如，對于隨溫度變化向相反方向變化的V1 和V2 來說，我們選取α1和α 2使得,這樣就得到了具有零溫度系數(shù)的電壓基準(zhǔn)源Vref = α1 V1+ α2V2。帶隙基準(zhǔn)源的 PTAT 部分由與電源無關(guān)的偏置電路和兩個橫截面積之比為n的 PNP 管構(gòu)成[12]。因?yàn)?M3～M4 柵源偏置電壓相同，所以M3～M4 的電流大小相等，要使 M1～M2 的電流相等，則 M1～M2 的柵源偏置電壓要相等[12]。所以：因?yàn)?M5 和 M4 是相同的 PMOS 管，則：則輸出的基準(zhǔn)電壓為： (45)考慮到在室溫下BE3V 的溫度系數(shù)為 mV /176。C，為了設(shè)計(jì)出零溫度系數(shù)[12]。因此，我們可以知道，一個參考電壓電路可以穩(wěn)定在不同的國家，因此我們需要擺脫零偏置電流的穩(wěn)定狀態(tài)。第4章 子模塊的分析與設(shè)計(jì)圖45 折疊式運(yùn)算放大器的結(jié)構(gòu) 啟動電路的具體實(shí)現(xiàn)如圖45中所示，在上電后，4R和6R 上流過的電流為零，因此 M15 的柵極和 M13 的源極為地電位，M15 導(dǎo)通后M14 和 M13 隨后導(dǎo)通，M13 導(dǎo)通使得 M5～M8 導(dǎo)通，M6 和 M8 導(dǎo)通使得 M1～M4 導(dǎo)通。因?yàn)榇箅娮?R的負(fù)反饋?zhàn)饔蔑@著，則Vs15≈丨Vthp丨+Vbe1，所以 M13 的柵壓 Vg13 ≤Vbe1+丨Vthp丨，M13 的源極約為2V，Vbe1+丨Vthp丨2+Vthn，所以 M13 關(guān)斷，結(jié)束啟動過程[12]。設(shè)計(jì)運(yùn)算放大器未能達(dá)到通用設(shè)計(jì)，是因?yàn)榉糯笃鞯膮?shù)互相牽制，這就造成放大器設(shè)計(jì)成一個多層面的優(yōu)化問題。 運(yùn)算放大器的基本結(jié)構(gòu)由于差分放大器電源抑制高線性度等優(yōu)良性能，基本上所有的放大器設(shè)計(jì)都是從最基本的差分放大器結(jié)構(gòu)改進(jìn)，才能在不同的環(huán)境中使用。是一個差分放大器的低頻小信號增益，這里gm 為差分輸入對的跨導(dǎo)，ron 和rop 分別為 NMOS和 PMOS 的等效輸出電阻[12]。但是，這是減少輸出擺幅和增長極為代價(jià)。”折疊”級聯(lián)運(yùn)算放大器結(jié)構(gòu)提出了“套”級聯(lián)運(yùn)算放大器的輸出擺幅是有限的，在實(shí)際應(yīng)用中，很難使輸入和輸出電路，但“折疊”級聯(lián)運(yùn)算放大器這一優(yōu)勢在大功率，低電壓增益，降低頻率和高費(fèi)用的噪音。在一些應(yīng)用中，一級的級聯(lián)運(yùn)算放大器增益或輸出擺幅不符合要求，我們發(fā)現(xiàn)兩級運(yùn)算放大器，可以實(shí)現(xiàn)高增益和高輸出擺幅?！樞颍斎腚妷悍秶奶攸c(diǎn)是表面電位和輸入范圍大，所以第一級運(yùn)算放大器使用半導(dǎo)體作為輸入22的折疊放大器，以提高驅(qū)動能力和輸出擺幅，二級采用共源電路，并通過電流鏡的雙端單端輸出，放大器的偏置電壓從一個參考電路。第1級增益為：第2級的